囯民技術(shù)電話面試20200910

1、兩級(jí)運(yùn)放中零極點(diǎn)的位置？主極點(diǎn)在哪，次極點(diǎn)在哪？加入密勒補(bǔ)償以后，怎么變化的？如果電流增大，會(huì)有什么變化？

第一極點(diǎn)在第二級(jí)運(yùn)放的輸入和輸出之間，次極點(diǎn)在第二級(jí)輸出，加入密勒電容以后，主極點(diǎn)的電容增加了(1+A)Cc，因此主極點(diǎn)往原點(diǎn)位置靠近，次極點(diǎn)等效電容式(1+1/A)Cc,但是高頻的時(shí)候，把密勒電容看成短路，這時(shí)候的輸出阻抗就會(huì)減小，從RL減小為1/gm，所以次極點(diǎn)會(huì)往原離原點(diǎn)位置。當(dāng)電流增大的時(shí)候，此時(shí)gm增大，這時(shí)候的輸出阻抗會(huì)變得更小，次極點(diǎn)會(huì)更加遠(yuǎn)離原點(diǎn)位置，系統(tǒng)變得更加穩(wěn)定。

2、大信號(hào)輸入和小信號(hào)輸入的輸出波形是什么樣的？

大信號(hào)輸入，如果超出了壓擺率的限制，那么輸出波形是一條斜線，如果沒(méi)有超出壓擺率限制的話，則是表現(xiàn)指數(shù)形式。小信號(hào)輸出的話，是指數(shù)形式

3、噪聲應(yīng)該怎么減小？會(huì)有什么影響？

首先，共源共柵上面的噪聲可以忽略，因?yàn)楣苍丛肼暱梢院雎?#xff0c;而共柵不產(chǎn)生噪聲，第二級(jí)的產(chǎn)生的噪聲除以增益就是等效輸入噪聲，而第一級(jí)主要是提供增益，所以第二級(jí)是噪聲可以忽略的，主要噪聲來(lái)源是輸入管的噪聲，通過(guò)提高輸入管的尺寸，增大面積可以減小噪聲，但是會(huì)有增加寄生電容，失調(diào)電壓也是可以通過(guò)增大面積來(lái)減小，減小工藝失配.

(E-MOSFET指增強(qiáng)型，一般使用都是增強(qiáng)型器件。耗盡型器件閾值電壓為負(fù)的，電壓等于0即可導(dǎo)通，一般不使用。以下器件均為只針對(duì)增強(qiáng)型)

4、溫度上升遷移率，閾值電壓怎么變化？

遷移率和閾值電壓都會(huì)下降，溫度上升，載流子的散射運(yùn)動(dòng)加強(qiáng)，載流子的碰撞概率增大。因此根據(jù)公式\(μ=v/E\)，速度下降，遷移率下降。

閾值電壓，閾值電壓就是使半導(dǎo)體表面產(chǎn)生反型層(導(dǎo)電溝道)所需要加的柵極電壓。當(dāng)溫度T升高時(shí)，半導(dǎo)體Fermi能級(jí)將趨向于禁帶中央變化，則半導(dǎo)體Fermi勢(shì)ψB減小，從而導(dǎo)致更加容易達(dá)到ψs≥2ψB的反型層產(chǎn)生條件，所以閾值電壓降低。

此外，N型半導(dǎo)體費(fèi)米能級(jí)靠近導(dǎo)帶，增大摻雜濃度可能導(dǎo)致費(fèi)米能級(jí)進(jìn)入導(dǎo)帶，P型半導(dǎo)體費(fèi)米能級(jí)靠近價(jià)帶，增大摻雜濃度可能導(dǎo)致費(fèi)米能級(jí)進(jìn)入價(jià)帶。所以增大摻雜濃度，費(fèi)米能級(jí)和禁帶中央之間的電勢(shì)φB增大，所以φs>2φB，才能形成反型層的電勢(shì)增加，即所需的柵極電壓增大，閾值電壓增大。

5、為什么短溝道MOSFET的飽和源-漏電流并不完全飽和？

對(duì)于短溝道MOSFET，引起輸出源-漏電流飽和的原因基本上有兩種：一種是溝道夾斷所導(dǎo)致的電流飽和；另一種是速度飽和所導(dǎo)致的電流飽和。

對(duì)于溝道夾斷的飽和，因?yàn)閵A斷區(qū)的長(zhǎng)度會(huì)隨著其上電壓的增大而有所增大，則使得剩余溝道的長(zhǎng)度也將隨著源-漏電壓而減短，從而就會(huì)引起源-漏電流相應(yīng)地隨著源-漏電壓而有所增大——輸出電流不完全飽和。不過(guò)，這種電流不飽和的程度與溝道長(zhǎng)度有關(guān)：對(duì)于長(zhǎng)溝道MOSFET，這種夾斷區(qū)長(zhǎng)度隨源-漏電壓的變化量，相對(duì)于整個(gè)溝道長(zhǎng)度而言，可以忽略，所以這時(shí)溝道夾斷之后的源-漏電流近似為“飽和”的；但是對(duì)于短溝道MOSFET，這種夾斷區(qū)長(zhǎng)度隨源-漏電壓的變化量，相對(duì)于整個(gè)溝道長(zhǎng)度而言，不能忽略，所以溝道夾斷之后的源-漏電流將會(huì)明顯地隨著源-漏電壓的增大而增加——不飽和。

對(duì)于速度飽和所引起的電流飽和情況，一般說(shuō)來(lái)，當(dāng)電場(chǎng)很強(qiáng)、載流子速度飽和之后，再進(jìn)一步增大源-漏電壓，也不會(huì)使電流增大。因此，這時(shí)的飽和電流原則上是與源-漏電壓無(wú)關(guān)的。

對(duì)于短溝道MOSFET，還有一個(gè)導(dǎo)致電流不飽和的重要原因，即所謂DIBL(漏極感應(yīng)源端勢(shì)壘降低)效應(yīng)。因?yàn)樵磪^(qū)與溝道之間總是存在一個(gè)高低結(jié)所造成的勢(shì)壘，當(dāng)源-漏電壓越高，就將使得該勢(shì)壘越低，則通過(guò)溝道的源-漏電流越大，因此輸出電流不會(huì)飽和。(DIBL：漏端電壓的上升有助于將電子吸引到柵極氧化層下方，所以柵極所需的電壓減小，閾值電壓減小，此外，隨著VDS的上升，由于閾值電壓下降，所以漏電流會(huì)上升)

總之，導(dǎo)致短溝道MOSFET電流不飽和的因素主要有溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)和DIBL效應(yīng)

6、為什么MOSFET的飽和源-漏電流與飽和電壓之間具有平方的關(guān)系？

增強(qiáng)型MOSFET(E-MOSFET)的飽和源-漏電流表示式為 飽和電壓(VGS-VT)就是溝道夾斷時(shí)的源-漏電壓。在MOSFET的轉(zhuǎn)移特性(IDsat～VGS)曲線上，E-MOSFET的飽和源-漏電流IDsat與飽和電壓(VGS-VT)的關(guān)系即呈現(xiàn)為拋物線。導(dǎo)致出現(xiàn)這種平方關(guān)系的原因有二：

①溝道寬度越大，飽和源-漏電流越大，飽和電壓也就越高；

②電流飽和就對(duì)應(yīng)于溝道夾斷，而夾斷區(qū)即為耗盡層，其寬度與電壓之間存在著平方根的關(guān)系，這就導(dǎo)致以上的平方結(jié)果。正因?yàn)镸OSFET具有如此平方的電流-電壓關(guān)系，所以常稱其為平方率器件。

7、為什么一般MOSFET的飽和源-漏電流具有負(fù)的溫度系數(shù)？

漏電流公式中：KP,μ(主要是晶格振動(dòng)散射起作用)，Vth都是負(fù)溫度系數(shù)，都是隨著溫度上升而下降，唯一的熱電壓VT是正溫度系數(shù)隨著溫度上升而上升，事實(shí)上，在低Vgs時(shí)，閾值電壓器主導(dǎo)作用，此時(shí)電流上升，在高Vgs時(shí)，遷移率主導(dǎo)作用，電流下降，當(dāng)兩者下降的程度一樣的時(shí)候，電流不變。

綜合以上閾值電壓和載流子遷移率這兩種因素的不同影響，則根據(jù)MOSFET飽和電流的表示式即可得知：

①當(dāng)飽和電壓(VGS-Vth)較大(即VGS>>Vth)時(shí)，閾值電壓溫度關(guān)系的影響可以忽略，則輸出源-漏電流的溫度特性將主要決定于載流子遷移率的溫度關(guān)系，即具有負(fù)的溫度系數(shù)(溫度升高，大VGS,遷移率起主要作用，遷移率下降，IDS下降)；

②當(dāng)飽和電壓(VGS-Vth)較小(即VGS～Vth)時(shí)，則輸出源-漏電流的溫度特性將主要決定于閾值電壓的溫度關(guān)系，從而具有正的溫度系數(shù)(溫度升高，小VGS，閾值電壓起主要作用，閾值電壓下降，IDS也增大)。

而對(duì)于一般的MOSFET，為了獲得較大的跨導(dǎo)，往往把飽和電壓(VGS-VT)選取得較大，因此可以不考慮閾值電壓的影響，于是飽和源-漏電流通常都具有負(fù)的溫度系數(shù)。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保護(hù)的功能，則可以把多個(gè)管芯直接并聯(lián)起來(lái)，也不會(huì)出現(xiàn)因電流分配不均勻而引起的失效；利用這種并聯(lián)管芯的辦法即可方便地達(dá)到增大器件輸出電流的目的(實(shí)際上，功率MOSFET就是采用這種措施來(lái)實(shí)現(xiàn)大電流的)。

8、為什么MOSFET的飽和區(qū)跨導(dǎo)大于線性區(qū)的跨導(dǎo)？

飽和區(qū)與線性區(qū)都是出現(xiàn)了溝道的狀態(tài)，但是它們的根本差別就在于溝道是否被夾斷。電壓對(duì)溝道寬度的影響是：柵極電壓將使溝道長(zhǎng)度均勻地發(fā)生變化，源-漏電壓將使溝道長(zhǎng)度不均勻地發(fā)生變化(則會(huì)導(dǎo)致溝道首先在漏極端夾斷)。

在線性區(qū)時(shí)，由于源-漏電壓較低，則整個(gè)溝道的長(zhǎng)度從頭到尾變化不大，這時(shí)柵極電壓控制溝道導(dǎo)電的能力相對(duì)地較差一些，于是跨導(dǎo)較小。同時(shí)，隨著源-漏電壓的增大，溝道長(zhǎng)度的變化增大，使得漏端處的溝道長(zhǎng)度變小，則柵極電壓控制溝道導(dǎo)電的能力增強(qiáng)，跨導(dǎo)增大。

而在飽和區(qū)時(shí)，源-漏電壓較高，溝道夾斷，即在漏極端處的溝道長(zhǎng)度為0，于是柵極電壓控制溝道導(dǎo)電的能力很強(qiáng)(微小的柵極電壓即可控制溝道的導(dǎo)通與截止)，所以這時(shí)的跨導(dǎo)很大。因此，飽和區(qū)跨導(dǎo)大于線性區(qū)跨導(dǎo)。

可見(jiàn)，溝道越是接近夾斷，柵極的控制能力就越強(qiáng)，則跨導(dǎo)也就越大；溝道完全夾斷后，電流飽和，則跨導(dǎo)達(dá)到最大——飽和跨導(dǎo)。(飽和區(qū)溝道夾斷，有效長(zhǎng)度減小，而線性區(qū)沒(méi)有發(fā)生溝道夾斷，所以gm飽和區(qū)更大)

9、為什么MOSFET的飽和跨導(dǎo)一般與飽和電壓成正比？但為什么有時(shí)又與飽和電壓成反比？

①在源-漏電壓VDS一定時(shí)：由E-MOSFET的飽和電流IDsat對(duì)柵電壓的微分，即可得到飽和跨導(dǎo)gmsat與飽和電壓(VGS-VT)成正比： 這種正比關(guān)系的得來(lái)，是由于飽和電壓越高，就意味著溝道越不容易夾斷，則導(dǎo)電溝道厚度必然較大，因此在同樣?xùn)艠O電壓下的輸出源-漏電流就越大，從而跨導(dǎo)也就越大。

②在飽和電流IDsat一定時(shí)：飽和跨導(dǎo)gmsat卻與飽和電壓(VGS-VT)成反比： 這是由于飽和電壓越高，就意味著溝道越難以?shī)A斷，則柵極的控制能力就越小，即跨導(dǎo)越小。

總之，在源-漏電壓一定時(shí)，飽和跨導(dǎo)與飽和電壓成正比，而在源-漏電流一定時(shí)，飽和跨導(dǎo)與飽和電壓成反比。這種相反的比例關(guān)系，在其他場(chǎng)合也存在著，例如功耗P與電阻R的關(guān)系：當(dāng)電流一定時(shí)，功耗與電阻成正比(P=IV=I2R)；當(dāng)電壓一定時(shí)，功耗與電阻成反比(P=IV=V2/R)。

10、為什么MOSFET的線性區(qū)源-漏電導(dǎo)等于飽和區(qū)的跨導(dǎo)(柵極跨導(dǎo))？(沒(méi)看懂)

MOSFET的線性區(qū)源-漏電導(dǎo)gdlin和飽和區(qū)的柵極跨導(dǎo)gmsat，都是表征電壓對(duì)溝道導(dǎo)電、即對(duì)源-漏電流控制能力大小的性能參數(shù)。

在線性區(qū)時(shí)，溝道未夾斷，但源-漏電壓將使溝道寬度不均勻；這時(shí)源-漏電壓的變化，源-漏電導(dǎo)gdlin即表征著在溝道未夾斷情況下、源-漏電壓對(duì)源-漏電流的控制能力，這種控制就是通過(guò)溝道寬度發(fā)生不均勻變化而起作用的。

而飽和區(qū)的柵極跨導(dǎo)——飽和跨導(dǎo)gmsat是表征著在溝道夾斷情況下、柵-源電壓對(duì)源-漏電流的控制能力，這時(shí)剩余溝道的寬度已經(jīng)是不均勻的，則這種控制也相當(dāng)于是通過(guò)溝道寬度發(fā)生不均勻變化而起作用的，因此這時(shí)的柵極跨導(dǎo)就等效于線性區(qū)源-漏電導(dǎo)：

11、為什么在MOSFET的柵-漏轉(zhuǎn)移特性上，隨著柵-源電壓的增大，首先出現(xiàn)的是飽和區(qū)電流、然后才是線性區(qū)電流？(沒(méi)看懂)

E-MOSFET的柵-漏轉(zhuǎn)移特性如圖1所示。在柵-源電壓VGS小于閾值電壓Vth時(shí)，器件截止(沒(méi)有溝道)，源-漏電流電流很小(稱為亞閾電流)。

在VGS>Vth時(shí)，出現(xiàn)溝道，但如果源-漏電壓VDS=0，則不會(huì)產(chǎn)生電流；只有在VGS>Vth和VDS>0時(shí)，才會(huì)產(chǎn)生電流，這時(shí)必然有VDS >(VGS-Vth)，因此MOSFET處于溝道夾斷的飽和狀態(tài)，于是源-漏電流隨柵-源電壓而平方地上升。相應(yīng)地，飽和跨導(dǎo)隨柵-源電壓而線性地增大，這是由于飽和跨導(dǎo)與飽和電壓(VGS-Vth)成正比的緣故。

而當(dāng)柵-源電壓進(jìn)一步增大，使得VDS

12、為什么MOSFET的電流放大系數(shù)截止頻率fT與跨導(dǎo)gm成正比？

MOSFET的fT就是輸出電流隨著頻率的升高而下降到等于輸入電流時(shí)的頻率。器件的跨導(dǎo)gm越大，輸出的電流就越大，則輸出電流隨頻率的下降也就越慢，從而截止頻率就越大，即fT與gm有正比關(guān)系。由于fT與gm的正比關(guān)系，就使得fT與飽和電壓(VGS-Vth)也有正比關(guān)系，從而高頻率就要求較大的飽和電壓。

13、為什么提高M(jìn)OSFET的頻率與提高增益之間存在著矛盾？

MOSFET的高頻率要求它具有較大的跨導(dǎo)，而在源-漏電壓一定的情況下，較大的跨導(dǎo)又要求它具有較大的飽和電壓(VGS-Vth)，所以高頻率也就要求有較大的飽和電壓。因?yàn)镸OSFET的電壓增益是在源-漏電流一定的情況下、輸出電壓VDS對(duì)柵-源電壓VGS的微分，則飽和狀態(tài)的電壓增益Kvsat將要求器件具有較小的飽和電壓(VGS-VT)： 這是由于在IDsat一定時(shí)，飽和電壓越低，飽和跨導(dǎo)就越大，故Kvsat也就越大。

可見(jiàn)，提高頻率與增大電壓增益，在對(duì)于器件飽和電壓的要求上存在著矛盾。因此，在工作電流IDsat一定時(shí)，為了提高電壓增益，就應(yīng)該減小(VGS-VT)和增大溝道長(zhǎng)度L。這種考慮對(duì)于高增益MOSFET具有重要的意義；但是這種減小(VGS-VT)的考慮卻對(duì)于提高截止頻率不利。

14、為什么E-MOSFET的柵-源短接而構(gòu)成的MOS二極管存在著“閾值損失”？

這種集成MOS二極管的連接方式及其伏安特性。因?yàn)闁艠O與漏極短接，則VGS=VDS。因此，當(dāng)電壓較小(VGS=VDS(VGS－VT)關(guān)系，于是出現(xiàn)了溝道、但總是被夾斷的，所以器件處于飽和狀態(tài)，輸出源-漏電流最大、并且飽和，為恒流源。

由于VGS=VDS，所以這種二極管的輸出伏安特性將與轉(zhuǎn)移特性完全一致。因?yàn)镸OSFET的飽和輸出電流IDsat與飽和電壓(VGS－VT)之間有平方關(guān)系，所以該二極管在VGS=VDS≥VT時(shí)的輸出伏安特性為拋物線關(guān)系，并且這也就是其轉(zhuǎn)移特性的關(guān)系。

所謂閾值損失，例如在門電路中，是輸出高電平要比電源電壓低一個(gè)閾值電壓大小的一種現(xiàn)象。由E型,柵-漏短接的MOS二極管的伏安特性可以見(jiàn)到，當(dāng)其輸出源-漏電流IDS降低到0時(shí)，其源-漏電壓VDS也相應(yīng)地降低到VT。這就意味著，這種二極管的輸出電壓最低只能下降到VT，而不能降低到0。這種“有電壓、而沒(méi)有電流”的性質(zhì)，對(duì)于用作為有源負(fù)載的這種集成MOS二極管而言，就必將會(huì)造成閾值損失。

15、為什么在MOSFET中存在有BJT的作用？這種作用有何危害？

①對(duì)于常規(guī)的MOSFET：如圖3(a)所示，源區(qū)、漏區(qū)和p襯底即構(gòu)成了一個(gè)npn寄生晶體管。當(dāng)溝道中的電場(chǎng)較強(qiáng)時(shí)，在夾斷區(qū)附近的電子即將獲得很大的能量而成為熱電子，然后這些熱電子通過(guò)與價(jià)電子的碰撞、電離，就會(huì)形成一股流向襯底的空穴電流Ib；該過(guò)襯底電流就是寄生晶體管的基極電流，在熱電子效應(yīng)較嚴(yán)重、襯底電流較大時(shí)，即可使寄生晶體管導(dǎo)通，從而破壞了MOSFET的性能。這種熱電子效應(yīng)的不良影響往往是較短溝道MOSFET的一種重要失效機(jī)理。

②對(duì)于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在著npnp的四層結(jié)構(gòu)——晶閘管。當(dāng)其中的BJT因?yàn)闊犭娮有?yīng)而導(dǎo)通時(shí)，即可發(fā)生所謂“閂鎖效應(yīng)”、而導(dǎo)致器件失效。

③對(duì)于VDMOSFET：觀察圖3(b)中的結(jié)構(gòu)，即可見(jiàn)到，當(dāng)器件正向?qū)〞r(shí)，其中存在一個(gè)工作于放大狀態(tài)的寄生n-p-n晶體管(n+源區(qū)是發(fā)射區(qū)，n-外延層是集電區(qū)，p溝道是基區(qū))。該寄生晶體管的可能導(dǎo)電通道是與MOSFET的ID相并聯(lián)的，故在VDMOSFET工作時(shí)，必須要注意防止寄生晶體管導(dǎo)通；否則，寄生晶體管的導(dǎo)通就可能引起二次擊穿，使得功率MOSFET完全失去功能。

為了避免VDMOSFET在正向工作時(shí)、其中寄生n-p-n晶體管的導(dǎo)通，可以設(shè)法使寄生晶體管的電流放大系數(shù)變得很小、甚至減至為0——采用“陰極短路技術(shù)”，即把寄生晶體管的發(fā)射極與基極短接起來(lái)，工藝上就通過(guò)把發(fā)射區(qū)(源極區(qū))的金屬電極延伸到溝道體區(qū)的表面上來(lái)實(shí)現(xiàn)。因?yàn)檫@種陰極短路結(jié)構(gòu)截?cái)嗔税l(fā)射極注入載流子的功能，所以能夠防止寄生晶體管的導(dǎo)通。

對(duì)于VDMOSFET，在采用了陰極短路結(jié)構(gòu)之后，實(shí)際上又恰恰在器件內(nèi)部形成了一個(gè)p-n-n+二極管，這個(gè)二極管與VDMOSFET是反向并聯(lián)的，這也就順便地在VDMOSFET中設(shè)置了一個(gè)阻尼二極管(續(xù)流二極管)，該二極管對(duì)于泄放反向電動(dòng)勢(shì)、防止主體晶體管的擊穿具有重要作用。

16、為什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影響？

源-漏電流是從芯片表面向下流動(dòng)的，并在電流通路的兩側(cè)是pn結(jié)，因此這種電流輸運(yùn)的過(guò)程，從工作原理上來(lái)看，就相當(dāng)于是一個(gè)寄生JFET。從而可以把VDMOSFET等效為一個(gè)MOSFET與一個(gè)寄生JFET的串聯(lián)組合，其中很大部分n-漂移區(qū)就相當(dāng)于是寄生JFET的溝道。

由于JFET的輸出交流電阻非常大，同時(shí)也因?yàn)檩^高的源-漏電壓而具有很大的輸出直流電阻，所以就使得VDMOSFET的導(dǎo)通電阻大大增加，因此n-漂移區(qū)的厚度和摻雜濃度對(duì)整個(gè)器件性能的影響都較大。

為了消除VDMOSFET中寄生JFET的影響，以降低導(dǎo)通電阻，就必須在結(jié)構(gòu)上加以改變，由此發(fā)展出了V形槽柵、U形槽柵和溝槽(Trench)柵等結(jié)構(gòu)的MOSFET。

17、IGBT和MCT都是MOS柵極控制的功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管，為什么說(shuō)它們是兩種完全不同的器件？

IGBT(絕緣柵雙極型場(chǎng)效應(yīng)晶體管)和MCT(MOS控制晶閘管)的共同點(diǎn)主要有：

①都是MOS柵極控制的器件，則具有功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管的優(yōu)點(diǎn)；

②在結(jié)構(gòu)上，其中都存在著四層、三結(jié)的晶閘管結(jié)構(gòu)，因此在一定條件下會(huì)出現(xiàn)陽(yáng)極電流閂鎖效應(yīng)；

③它們都可以采用多個(gè)元胞并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，因此可以獲得很大的工作電流；

③它們都是有兩種載流子參與工作的器件，因此都是雙極型的場(chǎng)效應(yīng)晶體管，導(dǎo)通電阻低，但開(kāi)關(guān)速度也相對(duì)地要比MOSFET的低。

IGBT和MCT的最大不同點(diǎn)就在于它們的工作狀態(tài)和性質(zhì)不相同，因此說(shuō)它們是兩種完全不同的器件：

①IGBT的工作電流主要是通過(guò)MOS溝道的電流，而其中的晶閘管電流是需要極力避免的(IGBT的最大工作電流——擎住電流就是其中晶閘管不導(dǎo)通時(shí)的電流)，因此從本質(zhì)上來(lái)看，IGBT基本上是一種MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的許多優(yōu)點(diǎn)，例如較強(qiáng)的柵極的控制能力和較低的驅(qū)動(dòng)功率(因?yàn)橛泻艽蟮妮斎腚娮韬洼^小的輸入電容之故)。

而MCT與IGBT的恰恰相反，它的工作電流主要是晶閘管電流，至于MOS溝道的電流，則主要是起著觸發(fā)晶閘管導(dǎo)通或者關(guān)斷的作用，不是MCT的主要工作電流，因此從本質(zhì)上來(lái)看，MCT基本上是一種晶閘管——雙極型器件，從而MCT具有導(dǎo)通電阻很低、耐壓很高、功率容量很大的優(yōu)點(diǎn)。

②IGBT雖然在本質(zhì)上是一種MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因?yàn)镮GBT在導(dǎo)通工作時(shí)，有少數(shù)載流子注入到高阻的耐壓層(漂移區(qū))，可以產(chǎn)生電導(dǎo)調(diào)制，則它的導(dǎo)通電阻較小，增大了器件的電流容量(電流密度要比VDMOSFET的高2～3倍)；同時(shí)由于高阻耐壓層的引入而提高了工作電壓。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的開(kāi)關(guān)速度，由于少數(shù)載流子的引入而相應(yīng)地有所降低。

③雖然MCT本質(zhì)上是一種晶閘管，而且MOS柵極可以關(guān)斷陽(yáng)極電流，但MCT又不同于一般的可關(guān)斷晶閘管(GTO)。因?yàn)镸CT實(shí)際上是一種把單極型的MOSFET與雙極型的晶閘管組合而成的復(fù)合型器件，也是一種所謂Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和雙極型器件二者的長(zhǎng)處：較強(qiáng)的柵極控制能力，較低的驅(qū)動(dòng)功率，較高的開(kāi)關(guān)速度，較大功率容量。

16、電流鏡中如何減小閾值電壓失配，以及跨導(dǎo)參數(shù)失配(Kp=μCox)?

提高過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓，可以減小閾值電壓失配，提高跨導(dǎo)參數(shù)可以減小跨導(dǎo)參數(shù)失配(CMOS尺寸減小，tox減小，Cox增大)

閾值電壓失配：

定量分析：

定性分析：電流鏡電流一定的情況下，閾值電壓失配出現(xiàn)在過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓里，為了減小閾值電壓在過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓中的影響，可以減小閾值電壓在過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓中的占比，增大Vgs即增大過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓，而減小W/L。

跨導(dǎo)參數(shù)失配Kp(μCox)

定量分析：

定性分析：CMOS尺寸減小，柵氧化層厚度減小tox，因此Cox增大即Kp增大

17、對(duì)于折疊式共源共柵放大器，Vos主要是哪幾個(gè)產(chǎn)生的？

對(duì)于共源共柵放大器，忽略共源放大器的溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，從噪聲電流考慮，共柵放大器，Id+In=0，沒(méi)有噪聲電流經(jīng)過(guò)輸出。從噪聲電壓考慮，Vn在共柵的柵極到輸出端的Vout等于等效于帶源極負(fù)反饋的共源放大器：Av=gmRd/1+gmRs，，Rs較大，因此共柵的噪聲電壓可以忽略不計(jì)；對(duì)于共源放大器，從噪聲電壓考慮，輸入到輸出，相當(dāng)于帶負(fù)載的共源放大器：Av=gmRd，因此共源放大器的噪聲不能忽略。

18、畫出在Nwell中的PNP

總結(jié)

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