這篇文章比較復雜，有的地方我也沒有理解或理解不準確，==，如有興趣，歡迎留言交流！

文章分析了共模電感和差模電感寄生電容抵消的方法，從而改善其高頻性能。

首先考慮寄生電容時差模電感的等效電路模型

將上圖解耦可得：

考慮EPC和-CN/2的大小，繞組間的等效電容可正可負，當然也能相互抵消，如果不能相互抵消，那么電感阻抗最小即諧振頻率發生在如下條件下：

如果差模電感使用共模電感的漏感充當，因兩個漏感之間不存在耦合，也可以用圖5.b中的等效電路表示(文章中說兩個繞組必須是單位耦合系數才可以，但是單位耦合系數漏感不就是0了嗎？)。

共模電感的等效電路模型如下圖所示：

??如何抵消寄生電容的影響?

差模電感的寄生電容抵消

??如果考慮差模電感兩個繞組是完全對稱的，即沒有繞組間的寄生電容，那么差模電感表示成二端口網絡則為：

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????因為差模電感是要抑制高頻噪聲，因此隨頻率增加的部分jwEPC應該被抵消掉才能不讓寄生參數對差模電感的濾波效果產生影響。下圖所示的網絡就是所需要的，其二端口Y參數為下式，如果將兩個二端口并聯可以得到抵消EPC的網絡結構，圖如9所示，網絡方程如式7所示。可以看出，加入兩個交錯的電容網絡后，不僅抵消了不想要的電容，而且還等效增加了兩個差模電容，形成了Π型濾波的結構。

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????如果考慮繞組間的寄生電容CN，那么根據EPC與CN/2的關系需要使用不同的抵消結構，如圖10所示。因為當采用CM漏感充當差模電感時，圖5.b也可以表示，所以此時的EPC抵消情況與圖10類似。

共模電感的寄生電容抵消

????如果電源地線上允許接入電感，那么可以采用如下結構，這樣原理和差模電感的抵消原理基本相同。

????如果電源地線上不允許接地線，就需要在共模電感兩個繞組中間接出一個抽頭，如下所示，右側文獻有分析[1]。

????如果C1=4EPC，那么電路就等效為一個Π型濾波器而不存在EPC，如圖12.c。這種方法適用于耦合系數特別高的場合，如平面變壓器(耦合系數能達到0.9999)，而普通的繞線電感耦合系數沒有那么高，一般小于0.999。所以繞線共模電感的漏感就會與引入的電容產生諧振，使得共模電感的表現比沒有抵消EPC前的效果更差[2]。所以采用這種方法，共模電感的耦合系數就很關鍵。

差模電感實驗

??? 1.差模電感的實驗驗證，采用Kool Mu磁芯繞制電感，且采用兩個磁芯，即兩個電感分開繞制，兩個電感之間沒有耦合，兩個電感量分別為42.34uH，42.44uH，單個繞組內的寄生電容EPC分別為10.3pF和10.1pF。采用圖9所示的方法可以得到抵消前后差模電感的電壓增益隨頻率的變化曲線。EPC抵消后的電感對高頻噪聲的衰減更大，如圖14所示。

??? 2.采用一個Kool Mu磁芯，即耦合的差模電感做實驗，其中一個繞組電感為20uH，單個繞組內的寄生電容EPC=2.2pF，繞組間的寄生電容為14.8pF(測量電感的插入電壓增益通過式2計算得到)，CN/2>EPC。所以總的繞組電容為負值，-5.2pF，為了抵消它，需要并聯一個5.2pF的電容，如圖10.b。抵消效果如下圖，采用4pF未完全抵消的效果不如完全抵消的效果好。下圖中沒有EPC抵消的曲線達到最小增益的頻率即為式2中的頻率。

共模電感實驗

電感結構和繞制方式如下圖所示，單邊繞組的電感量為2.7mH，EPC=5.8pF，兩個半個繞組間的漏感為4.24uH(K=0.994，沒搞明白怎么計算出來的)。所以抵消電容應該選擇24pF，測量結果如下圖：發現從1.25~18.5MHz，電感的性能變好，但是18.5MHz~30MHz卻變差了，就像前面分析的那樣，抵消電容與共模電感的漏感發生諧振，諧振頻率如下，與分析是吻合的。所以為了確保抵消效果，共模電感的漏感(指的是單邊繞組的兩個繞組之間的漏感)必須做小。為了增加耦合系數，采用下圖繞法，共模電感的兩個繞組還是分開繞制，但是繞組的中心抽頭的接法變了，相當于半個繞組繞完之后，另外半個再從頭開始繞，從而提高兩個半個繞組的耦合系數，這樣漏感能量值儲存在兩匝間的氣隙中，耦合系數從0.994升高至0.99995。通過測量，其中一個繞組的電感為2.65mH，EPC=10.1pF，兩個半個繞組間的漏感為33nH，抵消電容選擇40pF。盡管相比于前者耦合電容增加了，但是漏感顯著減小。測量下來的結果如下圖所示。抵消后電感的性能顯著提升，這種繞制方法也能用在差模電感身上(考慮到CN的存在)，但是即便使用原來的方法，其諧振頻率一般會大于30MHz，所以這種改進的效果也沒有那么明顯了。就單獨的濾波器測試結果，采用文章中提出的方法前后的濾波器性能如下圖：

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????上述方法也可以用在其他場合，比如含有兩個PFC電感的場合，兩個相同的boost電感在不同的功率線上，所以圖9的方法可以消除電感的繞組電容，這樣高頻的共模噪聲能夠減小[3]；同時還能應用于抵消變壓器的的差模繞組間的電容。

因為上面的測試都是基于小信號激勵和50Ω負載和源阻抗的的條件下測試的，所以需要其在實際引用中，含有直流偏置的條件下的表現(一般可認為直流偏置不影響高頻噪聲的路徑，因為高頻噪聲路徑可以通過寄生電容流通[4])。在反激變換器中，上面討論的兩種差模電感和共模電感均在變換器中得到驗證，實際效果可以看出，文中采用的方案能夠顯著減小變換器高頻的共模/差模噪聲。

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參考文獻：Design of inductor winding capacitance cancellation for EMI suppression下面是上面標注有文獻出處的參考文獻：

[1] ?R. Chen, J. D. vanWyk, S.Wang, and W. G.Odendaal, “Improving thecharacteristics ofintegrated EMI filters by embeded conductive layers,”IEEE Trans. PowerElectron. , vol. 20, no. 3, pp. 611–619, May 2004.

2.? Integrated EMI Filters for Switch Mode Power Supplies

[3]?? S. Wang, F. C. Lee, and W. G. Odendaal,“Single layer iron powdercoreinductor model and its effects on boost PFC EMI noise,” inProc.IEEE Power Electron. Spec. Conf., Jun. 15–19, 2003, vol. 2, pp.847–852.

[4]? “Characterization and parasitic extraction ofEMI filters usingscatteringparameters,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 20, no. 2,pp.502–510, Mar. 2005

總結

以上是生活随笔為你收集整理的共模电感适用的频率_分析共模电感和差模电感寄生电容抵消的方法的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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