RRU原理詳解，光口子系統+Low-Phy

• CPRI與eCPRI
• • CPRI協議
  • eCPRI協議
• O-RAN
• Low-Phy
• • MIMO多天線技術
  • OFDM正交頻分復用技術
  • • FFT與IFFT
  • MIMO技術的實現
• 數據通道
• • 數字混頻(Mixer)
  • FIR濾波器
  • • FIR濾波器串并行結構
• DUC(數字上變頻)濾波器
• DDC(數字下變頻)濾波器
• CFR(Crest Factor Reduction)算法
• DPD(Digital Pre-Distortion)算法
• 數字預失真DPD與PA(功率放大器)
• JESD204B接口協議
• 模擬信號模塊
• • DAC數模轉換器
  • LNA
  • ADC模數轉換器

關于RRU系統的框架與基本原理

CPRI與eCPRI

CPRI協議

接口標準：
1、上行中，CPRI支持I和Q各4到10位的采樣寬度；在下行中，支持I和Q各8到20位的采樣寬度。
2、在用戶面(L1)支持的傳輸速率至少為200Kbit/s，另外協議規定控制面每AxC(天線載波)至少支持25Kbit/s。
3、在RRU中，為產生本地時鐘的主要參考時鐘，必須同步于從端口的位時鐘。CPRI保證RRU完成時鐘同步必須小于10s。
4、線位速率：最小線位速率是614.4Mbit/s，所有線位速率都是以基本碼速率3.84Mbit/s為基礎的。

CPRI的鏈路層定義了一個同步的幀結構。幀結構中最重要的概念是基本幀和超幀。基本幀的頻率是3.84MHz，每個基本幀包含16個時隙，根據線路速率的不同，時隙的大小分別是1B，2B，4B。

定義超幀的目的是為CPRI協議增加控制和同步功能。每256個基本幀構成一個超幀(一個無線幀由150個超幀組成)。這個控制結構中，逐級嵌套的256個控制字按每4個字一組編為64個子信道。子信道序號Ns=0～63，每個子信道里的控制字序號Xs=0～3，一個嵌套里的控制字序號X=Ns+64×Xs，即每個子通道內的相鄰時隙，相互間隔是64個基本幀長度。

下圖是CPRI的狀態機轉換圖：

CPRI協議的不足：
（1）CPRI數據量過大
每一個天線數據的采樣都會比編碼成15+15=30bit的IQ數據。導致BBU與RRU之間需要傳輸高帶寬的數據。
一根9.8G的光纖，在沒有IQ壓縮的情況下，只能承載2個4T4R的20M小區。1個4T4R的50M小區, 1個2T2R的100M小區, 1個1T1R的200M小區。
（2）無法支持5G的大規模陣列天線的場景
比如64天線的100M小區，需要32跟9.8G的CPRI， 很顯然，這是很不現實的，CPRI已經無法無法勝任5G的應用場景。
（3）雖然CPRI協議是標準協議
CPRI并沒有對承載的L3層協議進行規范，3GPP也沒有對齊進行規范，導致不同廠家的BBU與RRU無法互聯互通。
（4）CPRI協議雖然標準協議，但并不通用。
為了克服上述（1）和（2）的缺點，引入的eCPRI協議。(enhanced CPRI)
為了克服上述（3）和（4）的缺點，指定了5G O-RAN前傳接口。

正因為如此，所以才有改進出eCPRI的機會。

eCPRI協議

eCPRI的設計思路很簡單，既然通信協議棧上傳輸的數據會層層加碼，越到物理層數據量越大，那就如上圖所示，把在BBU上處理的數據上移一層（High Phy往上的BBU處理），下面的交給RRU去處理（Low Phy往下的RRU處理），這樣BBU和RRU之間的數據量就少了，代價是RRU的復雜度提升。

eCPRI：具有如下的特點：
該網絡由eCPRI節點組成，包括 eRECs / eREs，傳輸網絡( transport network(fronthaul network) )和其他網絡元素，例如用于定時的GM / BC和用于網絡管理的EMS / NMS。
不支持物理級別的主端口/從端口分類。
?SAP_S：PTP和同步以太網的主服務器通常不是eREC。
?SAP_CM：某些M-plane可能由EMS / NMS管理。
eCPRI層位于傳輸網絡層之上，傳輸網絡(fronthaul network)可能包括一些本地網絡，例如 eREC / eRE供應商提供的本地交換機。
eCPRI支持以下的邏輯連接：
? 點對點
?指向多點
?多點到多點
eCPRI節點需要實現適當的傳輸網絡層協議，以支持冗余，安全性和QoS等功能。

一般來說大家都選擇承載在MAC層幀之上，這種方案，通常處于低延時的考慮，因此這種情形下，eCPRI協議的解析，與CPRI協議類似，通常由FPGA專用的eCPRI IP核來完成。

eCPRI協議中上下行鏈路：
1、向下:eCPRI協議是封裝在UDP、TCP協議之上，也可跳過TCP/IP協議棧，直接承載在MAC以太網幀之上。在實際實現時，為了降低PHY_High與PHY_Low之間的延時，通常把eCPRI協議直接封裝在MAC層以太網幀之上。
2、向上:提供了與CPRI協議一樣的三個服務訪問點：
User Plane（用戶面）數據：在這里就是PHY_High與PHY_Low之間的IQ手機用戶數據，是通過eCPRI協議進行封裝的。
Sync（同步面）：這里是PHY_High與PHY_Low之間的同步，是RRU與DU之間時鐘同步，該服務主要是標準的IEEE1588協議提供。
控制與管理協議：控制協議是PHY_High與PHY_Low的信令消息。管理協議主要只對RRU的OAM（操作、維護、管理）數據，它通過標準的HTTP或ssh協議承載。而控制協議，主要用于PHY_High與PHY_Low之間的信令控制，可以通過eCPRI協議承載，也可以通過標準UDP或TCP承載，通常情況下，會通過eCPRI協議來承載。

eCPRI協議的消息頭結構：
Revision：協議版本
C: 串聯指示，0表示eCPRI的數據凈荷eCPRI message中終止; 1表示eCPRI的數據凈荷還沒有傳輸結束，后續的eCPRI message中繼續傳輸與本數據凈荷為一體的數據。C標志位的引入，為eCPRI協議傳輸大于65535字節的數據凈荷提供了技術保障，可以這樣說，只要雙方的內存空間和延時需要允許，eCPRI可以傳送任何字節大小的數據凈荷。
eCPRI Message Type：eCPRI協議類。
eCPRI Paylod size：16bit，指明本message中，eCPRI凈荷的大小。

進入5G時代，鑒于運營商的利益考慮，各個運營商對基站制造商的黑盒子表示不太接受，因為5G需要的基站數量巨大，而以前由于黑盒子的情況（以前的基站設備對運營商來說是黑盒子），導致你的設備需要從同一個制造商來采購成套的，可以理解為被套死。因此提出了一個叫O-RAN的協議規范。

O-RAN

O-RAN：開放無線接入網聯盟（協議規范）, 其主要的宗旨就是在5G的規范的基礎之上，制定未開放接口的規范，推動無線接入網向開放化、白盒化、開源化方向放發展。
eCPRI作為無線接入網RAN中DU與RU之間的標準接口，稱為fronthual接口，這是O-RAN關注一個重點：
（1）eCPRI協議與CPRI協議類似，只是傳輸層協議，并沒有定義其業務訪問點之上的應用層協議規范，如IQ數據格式，實時控制面數據格式， 因此需要新的規范了約束這些應用接口， O-RAN的作用就體現出來了。
（2）OAM管理面和1588同步面都從eCPRI服務中剝離出去了，它們可以通過標準的TCP/IP協議棧進行傳輸，不一定需要eCPRI來承載，因此OAM管理面和1588同步面的協議規范，無法被eCPRI協議所規定， O-RAN的作用由體現出來了。
（3）eCPRI協議是O-RAN多個前傳接口規范之一，如圖所示：

O-RAN將基站系統劃分為O-CU(控制單元)、O-DU(分布單元)、O-RU(射頻單元)，其中，O-CU 和 O-DU 之間的高層分離接口沿用了 3GPP F1 接口，O-DU 與 O-RU 之間的底層分離接口根據協議棧分離點的不同，存在多種劃分方案，包括 Option6（即nFAPI 接口）、Option7（即 eCPRI 接口）和 Option8（即CPRI 接口）。
其中，Option7 最顯著的特點是將物理層劃分為 PHY-High 和 PHY-Low，可通過壓縮技術來降低O-DU 和 O-RU 之間所需的前傳帶寬需求。Option7 又可進一步細分為 Option7-1、Option7-2 和 Option7-3。

因為O-RAN將Option7分為3個子接口，因此又可以提到有關Low-Phy的東西了。（這一部分很難，數學理論很多很雜，我只描述一個大概，不會做太深入的講解）。暫時不會提High-Phy，我暫時沒有接觸過這方面。

Low-Phy

Low-Phy包括哪些處理呢？

預編碼矩陣，MIMO”層“到邏輯天線端口映射：對映射到MIMO各層的數據進行預編碼，并完成對邏輯天線端口的映射，邏輯天線端口的數目可以大于等于MIMO的“層數”。

信道估計與信道均衡：MIMO技術采用多天線收發。由于天線之間的物理位置差異，收發雙方通過多根天線之間的位置關系產生了多種不同的收發路徑效果，如果這多種路徑效果最終能很有效的結合起來互相彌補不足，則可以達到更好的傳輸質量。

RE時頻資源映射RE mapping：把數據映射到一定帶寬的載波的各個子載波的時頻資源上。

數字波束賦形Digital Beamforming：通過控制各自子載波的相位權重，自控各個子載波的波束賦型。

快速傅里葉變換FFT與逆變換IFFT以及循環前綴處理：OFDM多址復用。

CPRI物理端口映射：把IQ AxC格式的時域OFDM符號，映射到不同的CPRI物理端口上。當BBU與RRU之間有多條CPRI連接的時候，這個映射就很重要。

MIMO多天線技術

最早的多天線技術是一種接收分集技術。多條接收通道同時處于深度衰落的可能性比單天線通道處于深度衰落的可能性小很多。接收分集可以提高無線傳輸的可靠性，基站側布置多個接收天線實現上行接收分集較為容易。但終端側布置多個天線會提高手機復雜度和成本，實現較困難，那能不能在基站側實現發射分集（多天線發射相同的數據流）來提高下行傳輸可靠性呢？人們嘗試這樣做，但發現多天線發送相同的數據流，他們是相互干擾的，甚至會相互抵消，起不到分集的作用。想要實現發送分集，必須解決發送天線之間無線鏈路的正交性問題。有了OFDM技術后，多天線正交性的問題最終被攻克，于是MIMO技術成熟。

OFDM正交頻分復用技術

OFDM技術：將高速信息數據流通過串并變換，分配到速率相對較低的若干子信道中傳輸，每個子信道中的符號周期相對增加，這樣可減少因無線信道多徑時延擴展所產生的時間彌散性對系統造成的碼間干擾。另外，由于引入保護間隔，在保護間隔大于最大多徑時延擴展的情況下，可以最大限度地消除多徑帶來的符號間干擾。如果用循環前綴作為保護間隔，還可避免多徑帶來的信道間干擾。

與FDM的區別：采用N個重疊的子頻帶，子頻帶間正交，因而在接收端無需分離頻譜就可將信號接收下來。

優點：正交的子載波可以利用快速傅利葉變換（FFT/IFFT）實現調制和解調。對于N點的IDFT運算，需要實施N^2次復數乘法，而采用常見的基于2的IFFT算法，其復數乘法僅為（N/2）log2N，可顯著降低運算復雜度。
在OFDM系統的發射端加入保護間隔，主要是為了消除多徑所造成的ISI。其方法是在OFDM符號保護間隔內填入循環前綴，以保證在FFT周期內OFDM符號的時延副本內包含的波形周期個數也是整數。這樣時延小于保護間隔的信號就不會在解調過程中產生ISI。由于OFDM技術有較強的抗ISI能力以及高頻譜效率，2001年開始應用于光通信中，相當多的研究表明了該技術在光通信中的可行性。

FFT與IFFT

我們從系數表示法轉換成點值表示法只是為了計算卷積的時候減小時間復雜度，但最后對我們有幫助、便于分析的仍然是系數表示法。所以在對點值表示法的多項式進行卷積之后，仍需要將其再次轉換回系數表示法。
這種轉換方式稱為逆快速傅里葉變換。

如果說FFT用公式來表示是

則IFFT用公式來表示就是

FFT和IFFT的作用就是減少卷積運算的時間復雜度。

MIMO技術的實現

把貨物運送的港口的過程分為三個步驟：
步驟一：打包方式的選擇（類似傳輸塊TB的形成）；
步驟二：根據貨物的種類和去往的目的地進行初步的分類（類似層映射）；
步驟三：運輸公司的選擇（預編碼矩陣的選擇）。
運輸公司確定好之后，由運輸公司選擇港口，而發貨方無須關心由哪個港口發送。

預編碼是將層數據映射到不同的天線端口，不同的子載波上，不同的時隙上，以便實現分集或復用的目的。預編碼過程就是空時編碼的過程。從編碼調制后的數據發送到天線口的過程。以公司發貨過程為例，層映射就是將自己的貨物初步分類，而預編碼過程則是運輸公司安排不同的發貨方式。

預編碼后的數據已經確定了天線端口，也就是說確定了空間維度的資源；在每個天線端口上，將預編碼后的數據對應在子載波和時隙組成的二維物理資源（RE）上。接下來生成OFDM符號，插入CP，然后從各個天線端口發送給出去。

在接收端，通過多天線接收機將接收下來的信號，從OFDM的時頻資源讀取相應的數據，經過預編碼與層映射逆過程，然后解調、去擾、去交織、解碼，最后恢復出原始信息比特。

數據通道

數字混頻(Mixer)

NCO產生方法一：查表法
將正弦值計算出來，按順序存在表里，用相位累加值作為查表地址進行取值。將值輸出與信號采樣值相乘，實現移頻。
優點：最有效，最簡單
缺點：需要一個較大的容器存儲正弦值。

NCO產生方法二：CORDIC算法
做加減以及移位實現移頻。
通過一系列固定、與運算基數相關的角度不斷偏擺以逼近所需要的角度。旋轉后需進行一次模校正運算。

作用：產生離散的正弦波，用于后期與采樣信號進行混頻；簡單的NCO就是通過查表法產生（存儲一個周期的正弦離散值）。位寬表示產生信號精度，離散值精度比較高，得出的波形更平滑。

坐標旋轉法：只涉及移位和加減法
因為累加器的輸出角度范圍[0,2π]，但是CORDIC的計算范圍是
[-π/2,π/2]利用三角函數的對稱性，[0,2π]八分圓將角度范圍映射到[0,π/4]。當α在1、3、5、7的八分圓時，β=?(八分圓的絕對角度值)；當α在2、4、6、8的八分圓時，β=π/4-?。
最后可能需要補8個頂點。

FIR濾波器

FIR濾波器的幾種實現方法先說一下：

窗函數法：用一個窗函數去乘理想單位取樣響應得到，在時域內將單位取樣響應加權截尾得到其逼近函數抽頭。
但是沒有解決在給定抽頭的情況下如何設計一個最佳濾波器的問題。

由于沒有精確對應抽頭的窗函數，因此當不滿足要求時，時通過適當調整窗函數或抽頭，然后進行重復直至得到符合預期的結果。

頻率采樣法：從頻域出發，將給定的理想頻率響應加以等間隔采樣。


取樣點內插值對濾波結果有較大影響，這種情況下需要另外做優化設計來解決。

最大誤差最小化法(等波紋逼近)：這種設計法與前兩種比較可以使濾波器的最大逼近誤差均勻分布。階數相同時，這種設計法使濾波器的最大逼近誤差最小，通帶最大衰減最小，阻帶最小衰減最大；指標相同時，這種設計法使濾波器階數最低。

等波紋逼近法的設計在于找到濾波器的系數向量h(n)，使得在通帶和阻帶內的最大絕對值幅度誤差為最小。

用Hd(ω)表示希望逼近的幅度特性函數(必須滿足線性相位約束條件)，ε(w)為加權誤差函數，W(ω)為幅度誤差加權函數。

FIR濾波器串并行結構

在保證計算速度的條件下，減少資源的使用，但需要利用RAM和讀寫地址相互配置來實現各種順序的數據輸出。

DUC(數字上變頻)濾波器

數字上變頻DUC(Digital Up Converter)，無線電發射鏈路中，數字信號經過轉換成模擬信號，模擬信號經過混頻后得到比原始信號高的期望的射頻中心頻率，然后信號經過放大到適當的功率電平，最后經過限制帶寬后經天線發射出去。這種混頻頻率向上變化的方式叫做上變頻。

數字上變頻的實現方法一般為將I/Q兩路基帶信號，通過內插濾波，變為較高速率的基帶信號，再通過數字混頻器分別對兩路信號進行調制輸出中頻信號。完成對輸入信號的頻譜搬移，生成調制后中頻信號。

由于內插后，頻譜的周期會變成原來的1/T，因此在數字坐標軸上會產生重復的波形，稱為鏡像。所以對序列進行內插時，要想保持原始的頻譜特性不變，需要添加低通FIR濾波器以消除鏡像頻譜。

對于插值器來說，為了提高效率，通常將積分器放在梳狀濾波器之后，使積分器工作在高采樣頻率，而梳狀濾波器則工作在插值前的低采樣率下。

DDC(數字下變頻)濾波器

DDC的主要目的是經過數字混頻將AD采集的中頻（IF）數字信號頻譜下變頻到基帶信號，然后完成抽取濾波恢復原始信號，它包含采樣、正交變換、數字濾波、抽取算法。主要的電路模塊由四部分組成：數控振蕩器NCO、數字混頻器、抽取、數字濾波器。

DDC主要由數字控制振蕩器（NCO） 、混頻器（mixer） 、濾波器（filter）等部分組成 , DDC是將中頻信號與數字控制振蕩器產生的載波信號進行混頻 ,再經過低通濾波器得到基帶信號 ,實現了下變頻功能。

數字下變頻的基本原理就是把輸入信號與本地振蕩信號相乘, 將射頻信號通過混頻, 搬移到中頻段, 再進行 ADC采樣。
DDC的核心是將中頻 A /D 采樣信號與 DDC中的數字控制振蕩器 (NCO )產生的本地數字中頻載波信號進行混頻 ,將中頻信號下變頻到基帶。

為了抗混疊，在抽取前會加上低通濾波器，當抽取倍數為2時，添加的濾波器一般為半帶濾波器。半帶濾波器是一種特殊的低通FIR濾波器，這種濾波器由于通帶和阻帶相對于Nyquist頻率的一半對稱，因而有近一半的濾波器系數為零，同時，一般在設計時，都會選擇系數為2的抽取因子，這樣可以會大大減少濾波器的運算量。后面的低通濾波器主要的作用就是為了防止抽取濾波器進行頻率抽取造成的頻譜混疊。

實現高效抽取時，通常將后面的抽取器提到梳狀濾波器之前，使得積分器工作在高采樣率下，而梳狀濾波器工作在抽取后的低采樣率下。

CFR(Crest Factor Reduction)算法

峰值窗削峰

脈沖抵消削峰


1、峰值搜索主要完成對信號包絡峰值的判斷
2、削峰處理模塊主要完成對原始信號的削峰功能
3、抵消脈沖產生和成型模塊完成抵消脈沖的產生和抵消脈沖的成型
4、峰值脈沖抵消模塊完成最終的峰值抵消處理

脈沖成型主要是通過濾波器實現的：
1、濾波器在固定頻點的頻響是否有足夠的抑制
2、濾波器的通帶和止帶跟輸入信號的頻譜相關
3、根據削峰的性能、EVM等要求，確定濾波器的抑制
4、硬件資源開銷和性能的綜合設計優化

DPD(Digital Pre-Distortion)算法

服務對象：射頻功率放大器
作用：改善功放的線性，提高發射信號的質量
關鍵技術：反饋信號處理、數據預處理技術、預失真模型建立、預失真參數求解等。

DPD在數字域對功放的失真進行預處理，通過在數字域建立起功放的逆模型，最終信號通過數字預失真器和功放后失真被抵消，從而達到改善功放失真的目的。

數字預失真DPD與PA(功率放大器)

為什么要通過數字預失真技術，使一個正常的信號失真呢？
當功率放大器的輸入功率加大到某一值后，輸入和輸出之間不再是線性關系。此時再增加輸入信號的功率，雖然可以增大輸出功率，輸出功率的增加遠低于輸入功率的增加，即輸出功率效率下降。
更重要的是，在非線性區，輸出信號與輸入信號不再是線性放大的關系，導致信號失真！
要盡量避免功率放大器對輸入信號進行非線性放大，要盡量對信號進行線性放大。

如果直接讓信號工作在線性區，確實不會引起這些問題。但是實際的通信系統面臨如下的問題：信號的幅度變化較大，峰均比（信號峰值與信號均值的比值）比較高，這就意味著即使信號均值落在線性區，信號的峰值也有可能落在非線性區。
如果信號峰值和均值都落在線性區，這功率放大器的利用率就很低，大部分時間工作在低功率區，對功率放大器是很大的浪費，功率放大器的線性區間越寬，價格越貴，并且價格相差很大。
移動通信系統中，要增加信號的覆蓋區，需要增大發射功率。
所以在系統中加入了數字預失真DPD和削峰CFR。

采集功放輸出后的中頻信號，并與輸入信號進行處理，得到功放的預失真參數，并對輸入信號進行預失真處理，提高功放的線性指標。DPD數學模型和參數需要完全匹配當前PA的模型，當PA變化后，DPD數學模型或參數也需要相應的改動。

下圖是反饋鏈路的詳細系統框圖

圖中提到了一個帶限模型，這里說一下帶限系統是個什么樣的東西。
“帶限”系統就是帶寬有限制的系統，在射頻通信系統中，影響帶寬的一個重要的因素就是DAC，即數模轉換器。
ADC需要對模擬信號進行數字采樣，而采樣就涉及到采樣頻率，采樣頻率與模擬信號的帶寬直接的關系。舉例，假如輸入信號帶寬為100MHz，5階模型對應的帶寬就是500MHz，根據奈奎斯特采樣定理，則ADC采樣率需要達到1G。
“帶限”系統中，在DPD與功率放大器PA之間，增加了一些組件，如DAC功能模塊，會導致系統的輸入信號的帶寬受到了極大的限制，不可能無限帶寬。如LTE的帶寬為20M, 5G NR的帶寬在400M等。

理想的DPD效果圖如下：
將功放輸入信號首先通過功放特性F(α)的反函數β(V)進行預失真處理，通過預失真使得功放失真得到抵消，從而提高功放輸出的線性指標。

JESD204B接口協議

子類1使用SYSREF同步，子類2使用SYNC進行同步。只有子類1和子類2支持確定性延遲–發送端到接收端之間的鏈路延遲固定。

SYNC接口：在subclass1中，主要用于接收端發起同步請求，SYNC信號應與接收器件的幀時鐘同步，SYNC為低電平有效。
SYSREF：在subclass1中，SYSREF用于確定一個統一的Device Clock，使本地的多幀時鐘與幀時鐘相位與Device Clock對齊。

鏈路同步步驟：
1、代碼組同步(CGS)
2、初始化鏈路同步(ILAS)
3、正常數據傳輸

完成鏈路同步所需的信號有系統參考時鐘(設備時鐘)、至少一組CML物理信號連接(a lane)以及同步信號(SYNC~和可選的SYSREF)。以上所需的信號根據JESD204B子類的不同會不一樣：

1,子類0需要設備時鐘、lanes、SYNC~
2,子類1需要設備時鐘、lanes、SYNC~、SYSREF
3,子類2需要設備時鐘、lanes、SYNC~

代碼組同步階段(CGS)：
1、Rx通過驅動SYNC拉低向TX發出同步請求。
2、Tx連續傳輸/K28.5/字符(10位/字符)。
3、當Rx接收到至少4個連續的/K28.5/符號沒有錯誤，然后Rx驅動SYNC引腳拉高。否則同步失敗，鏈接保留在CGS階段。
4、當所有的接收端器件撤銷同步請求后，發送端器件仍繼續發送/K/碼，直到下一個LMFC邊界(本地多幀時鐘)。
5、CGS階段結束，ILAS階段開始。

初始通道同步（ILAS）：
1、在JESD204B中，發送模塊捕捉到SYNC~信號的變換，在下一個本地多幀（LMFC）邊界上啟動ILAS。
2、ILAS主要對齊鏈路的所有通道，驗證鏈路參數，以及確定幀和多幀邊界在接收器的輸入數據流中的位置。
3、ILAS由4個多幀組成。每個多幀最后一個字符是多幀對齊字符/A，第一，三，四個多幀以/R字符開始，以/A字符結束。接收器以各通道的最后一個字符/A對齊接收器內各通道內各多幀的末尾。
4、這些特定的控制字符只用于初始通路對齊序列中，而不用在數據傳輸的任何其他階段。CGS和ILAS階段不加擾。
5、RX模塊中的FIFO吸收信道偏移。

lane同步：
發射時，lanes信號的同步是指：在SYNC信號沒有拉高之前會緩存到一個類似寄存器的緩存器中，且當SYNC拉高后根據緩存情況（所有線的多幀的第一個幀開頭都緩存下來后），在確定性延時結束后且，在SYNC拉高后的第一個LMFC時一起發送數據(從多幀的一個幀的幀頭開始往外發)。

接收時，lanes信號的同步是指：在SYNC信號沒有拉高之前會緩存到一個類似寄存器的緩存器中，且當SYNC拉高后根據緩存情況（所有線的多幀的第一個幀開頭都緩存下來后），在確定性延時時間滿了后在LMFC時接收到第一個多幀的第一個幀的幀頭開始算是有效數據。

模擬信號模塊

發射機：BBU下發信號經過數模轉換模塊轉換成模擬信號，再經過濾波、變頻、放大、增益控制完成模擬小信號處理后，傳輸給PA模塊，再次濾波后經由天線發射信號。

接收機：主要對天線接收到的信號進行濾波、放大、模擬混頻、模數轉換，經FPGA處理后再傳送給基帶。

DAC數模轉換器

DAC引用于RRU系統下行鏈路中，在接收到數據信號后，通過內部FIFO緩沖，讀出后進行內插、濾波、NCO調制和IQ校準等，最終進入DAC模塊轉換為模擬輸出。
根據發射機不同的架構，DAC輸出的模擬信號也有不同，同時會具有一定的移頻作用。

在DAC模塊中將數字信號轉換為模擬信號后，此時已經是類似電信號的模擬信號了，信號通過TX(發射機)傳輸到PA(功率放大)模塊進行放大處理，再對信號進行濾波處理，然后與天線信號一起進入上行鏈路。首先要通過LNA(Low Noise Amplifier, 低噪聲功率放大器)，再通過RX(接收機)，然后傳入ADC模塊將模擬信號轉化成數字信號。

LNA

低噪聲放大器（LNA）位于射頻接收機的前端，是接收機的第一級有源電路。由級聯系統的噪聲可以知道，第一級電路的噪聲系數會直接加到系統的總噪聲系數上，所以LNA的噪聲系數需要設計得盡可能低；同時為了提高接收機的接收靈敏度(無線通信增加距離)，LNA需要提高足夠大的增益；另外，為了減少信號放大過程中的失真，LNA需要有良好的線性度；而且通常LNA和天線之間會有一個視頻無源濾波器進行濾波，該濾波器的性能對于它的負載阻抗非常敏感，所以為了得到良好的濾波特性，LNA的輸入阻抗應該匹配到前級濾波器的輸出阻抗。

ADC模數轉換器

ADC屬于RRU系統中收發信板接收通道和反饋通道的重要組成部分，ADC模塊的主要作用是將模擬信號轉換為數字信號輸出。
根據發射機不同的架構，DAC輸出的模擬信號也有不同，同時會具有一定的移頻作用。

總結

以上是生活随笔為你收集整理的RRU原理详解以及eCPRI+Low-Phy(一篇文章让你搞懂RRU---呕心沥血之作)的全部內容，希望文章能夠幫你解決所遇到的問題。

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