GSM信號的測量

現代高度發達的通信技術可以讓人們在地球的任意地點控制頻譜分析儀，因此就更要懂得不同參數設置和不同信號條件對顯示結果的影響。

典型的全球移動通信系統(GSM)的信號測量如圖1所示,它清楚地標明了重要的控制參數設置和測量結果。IFR2399型頻譜分析儀利用彩色游標來加亮測量區域，此例中，被加亮的測量區域是占用信道和上下兩個相鄰信道的中心50kHz頻帶。

顯示的水平軸(頻率軸)中心頻率為900MHz,掃頻頻寬為1MHz,而每一小格代表l00kHz。頂部水平線表示0dBm,垂直方向每一格代表10dB。信號已經被衰減了10dB,測量顯示的功率電平已考慮了此衰減。

圖1GSM信道帶寬顯示和功率測量GSM是以兩個25MHz帶寬來傳送的:從移動發射機到基站采用890MHz到915MHz,從基站到移動接收機采用935MHz到960MHz。這個頻帶被細分為多個200kHz信道，而第50個移動發送信道的中心頻率為900MHz,如圖1所示。該信號很明顯是未調制載波,因為它的頻譜很窄。實際運用中，一個GSM脈沖串只占用200kHz稍多一點的信道帶寬。

按照GSM標準,在發送單個信道脈沖串時,時隙持續0.58ms,而信道頻率以每秒217次的變化速率進行慢跳變,再加上掃頻儀1.3s的掃描時間,根據這些條件可以判定這是一個沒有時間和頻率跳變的靜態測試,沒有跡象表明900陽z的信號是間斷信號。

為了保證良好的清晰度,選用1kHz的分辨帶寬(RBW)濾波器。較新的頻譜分析儀中的模擬濾波器的形狀系數(3dB:60dB)為11,意思是60dB時濾波器帶寬(從峰值衰減60dB)是3dB時濾波器帶寬(從峰值衰減3dB)的11倍,即11kHz比1kHz。

與此相比,數字濾波器的形狀系數還不到5。例如一個3dB帶寬為50kHz的帶通濾波器,其60dB帶寬只有60kHz,這幾乎是矩形通帶。它保證在計算平均功率時只含有50kHz以外區域很小一點的功率。作為對比,如果分辨帶寬RBW50kHz,使用前面提及的模擬濾波器而不是數字濾波器,其60dB帶寬將為550kHz。

標記1處的信號電平是4.97dBm。為了使噪聲背景出現在屏幕上,顯示軌跡線已向上偏移了10dB(在圖中不易察覺),這是由于信號峰值被預先衰減10dB使其不超過頂部水平線,這也是信號峰值讀數比參考電平高的原因。

圖中主信道功率(CHP)讀數為7.55dBm,與峰值(標記1處)的讀數4.978m不一致其原因就是主信道功率是在50kHz測量帶寬內計算的而標記1的讀數是峰值。公式1定義了在整個帶寬內計算主信道功率的方法。

其中,

CHPwr:信道功率,單位dBm

CHBW:信道帶寬

Kn:噪聲帶寬與分辨帶寬之比

N:信道內象素的數目

Pi:以1mW為基準的電平分貝數(dBm)

圖1中,分辨帶寬為1kHz,信道帶寬為50kHz。據式(1),先將在紅色游標之間的每個像素功率電平(dBm)的對數值轉化成線性功率電平毫瓦(mW)并求其平均值,然后按照測量帶寬與分辨帶寬之比來修正該值,以求得信道功率電平。

對于帶有VGA顯示的頻譜分析儀來說,500個像素對應水平軸的10個刻度。因此,在紅色游標之間有25個像素,每個像素表示2kHz。(1)式的第二

表示50kHz測量帶寬內線性功率電平的平均值。假設900MHz處的峰值只有一個像素寬,其峰值功率3.14mW除以25(像素數),可得到功率平均值為0.126mW。

對于具有高斯響應的有4或5個極點的安捷倫濾波器而言,噪聲功率帶寬與分辨帶寬之比為1.06,即Kn為1.06。假設IFRRBW濾波器與安捷倫RBW濾波器一樣,那么(1)式第一部分變為50/1.06=47.2。最后結果為7.73dBm。

上述計算結果接近7.55dBm。在假設峰值只占有一個像素寬時,為什么剛才計算的功率比顯示的功率大?這是因為峰值可能小于2kHz,即小于一個像素的寬度。一些頻譜分析儀可將像素細分以得到更大的測量精度。這種情況下,很容易判斷出連續波占用的寬度小于1個像素所示的2kHz,比如1.8kHz。

如果像素被細分為10等份,則平均功率為3.14×1.8/2/25=0.113mW。此時,主信道功率(CHP)等于7.27dBm。當然50kHz以外區域的測量帶寬可提供一些功率,但是其單個像素寬的峰值被攤薄后,可下降達25dB,意思是該區域內兩個或多個像素寬信號的功率將小于峰值功率1/300,所以不用加入總數里。

在數字系統里,很窄的連續波(單音信號)的顯示和相關測量是有問題的,根據定義,一條線不能小于1個像素的寬度,可是,實際信號可能很窄。

最后一個影響顯示的參數是視頻帶寬(VBW),設為1kHz。它與RBW不同,RBW決定到達檢測器的信號能量,而VBW則處理被檢測電平的顯示。如果RBW比較大,那么就有更多的噪聲到達檢測器。選擇一個比RBW、窄的VBW可以使顯示平滑,但卻增加了掃描時間。對于某些信號的測量,快速掃描、寬的RBW、窄的VBW的組合是最適宜的。

選用比RBWW值小的VBW,則顯示的頻譜不能跟蹤檢測到的快速峰值,因而產生失真。而當VBW值等于RBW時,可看到平滑噪聲的功能降低,但減少的不是很多。圖1中,有意地減小了背景噪聲,這對所做的測量來說不是很重要。

頻譜分析儀指標對測量的影響

最好的頻譜分析儀,也不是完美無缺的。諸如因為輸入到混頻器的電平太大引起的信號壓縮、儀器內部產生的熱噪聲、內部振蕩器的相位噪聲、二次諧波失真以及三次、四次交調失真等,都會產生誤差。

例如,如果兩個功率相同,但頻率分別為f1和f2的信號,驅動一個完美的理想的線性放大器,那么就只有兩個原始頻率輸出。而現實的放大器是非線性的,會產生兩個頻率的多種組合,包括

2f1—f2,2f2—f1,3f1—2f2,3f2—2f1...

頻譜分析儀有點象非線性放大器,它的響應可以用一個幕級數表示,

V0=a1Vi十a2Vi2+a3Vi3+…+anVin,

其中電壓為rms(有效值),Vi對應混頻器輸入的電壓,V0對應檢測電壓。

除了簡單放大增益項a1以外,將產生多個高次項。若要增大頻譜分析儀的動態范圍,處理好第三、第四階交調失真(IMD)項尤為重要。

對于相對簡單的測試,現代頻譜分析儀提供了多種控制設置的組合,它們對測量精度的影響是不同的。例如,安捷倫E4440A型的自動組合模式,包括RBW濾波器,VBW濾波器(不采用VBW=RBW),掃頻寬度及掃描時間,且根據輸入衰減設定了參考電平。

某文獻中建議的測量步驟,保證頻譜分析儀產生的交調失真(IMD)至少低于被測信號(DUT)本身18dB,意味著頻譜分析儀引起的失真對測量(DUT)失真的影響少于1dB。

圖2CDMA信號偏移885kHz的動態范圍圖

相鄰信道功率比(ACPR)或低電平IMD的測量要更困難,更需要注意頻譜分析儀的能力。圖2顯示了頻譜分析儀的熱噪聲、相位噪聲和第三、第五階交調失真與混頻器電平的關系。由于精確測量ACPR所需的動態范圍接近或超出了很多頻譜分析儀的性能極限,所以必須全面考慮之后才有把握進行正確測量。

總結

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