的级联选择_级联接收机的计算及Y因子噪声因子测量法
對于RF系統工程師來說，計算噪聲系數預算對預測產品性能至關重要。
一、級聯接收機的計算
這部分討論噪聲系數的一般概念，以及產品定義和電路設計者如何利用噪聲系數表示噪聲性能要求。噪聲系數也用于預測接收機系統的總體靈敏度。也介紹級聯接收機的噪聲系數計算。
噪聲系數的一般概念很好理解，并被系統和電路設計人員廣泛采用，尤其被產品定義和電路設計者用來表示噪聲性能，以及預測接收系統的總體靈敏度。
當信號鏈中存在混頻器時，噪聲系數分析就會產生原理性問題。所有實數混頻器均折疊本振(LO)頻率附近的RF頻譜，產生輸出，其中包括兩個邊帶頻率的疊加，合成公式為fOUT=|fRF-fLO?|。在外差式結構中，可能認為其中之一是雜散頻率，而另一成分才是有用的，因此需要采用鏡像抑制濾波或鏡像消除方法來大幅消除這些響應中的一種響應。在直接轉換接收機中，情況則不同：兩個邊帶(fRF=fLO的上邊帶和下邊帶)均被轉換并用于預期信號，所以其實是混頻器的雙邊帶應用。
業內經常使用的各種定義解釋噪聲折疊的不同程度。例如，傳統的單邊帶噪聲系數Fssb假設允許來自于兩個邊帶的噪聲折疊至輸出信號，但只有一個邊帶對表示預期信號有用。如果兩處響應的轉換增益相等，這就自然造成噪聲系統增大3dB。相反，雙邊帶噪聲系數假設混頻器的兩處響應包含有預期信號，則噪聲折疊(以及對應的信號折疊)不影響噪聲系數。雙邊帶噪聲系數被應用于直接轉換接收機以及射電天文接收機。然而，較深層次的分析表明，對于設計者來說，為給定的應用選擇正確的噪聲系數的“方式”，然后替代標準弗林斯公式中的數字是不夠的。如果這么做，會造成分析結果產生相當大的錯誤，當混頻器或混頻器之后的器件對確定系統噪聲系數的作用比較重要時，甚至會產生嚴重后果。
本文綜合介紹噪聲系數的基本定義、混頻器級聯模塊的公式分析方法，以及評估噪聲系數的典型實驗室方法。在第一部分中，我們介紹具有一個或多個混頻器時如何修改級聯噪聲系數公式，并得出適用于常用下變頻結構的公式。我們在第二部分繼續深入討論噪聲系數測量的Y因子法。第二部分中，我們集中討論混頻器作為被測器件的情況，以便利用第一部分得出的級聯公式得出適用的混頻器噪聲系數的測量方法。
混頻器噪聲的概念模型
將混頻器噪聲分布形象化的方法之一是設計一個混頻器概念模型(圖1)，該模型基于安捷倫的Genesys仿真程序提供的模型1。
圖1. 混頻器噪聲分布。
該模型中，輸入信號分成兩個獨立的信號通路，一路表示高于LO的RF頻率，另一路表示低于LO的頻率。每路信號在混頻器中進行獨立的相加噪聲處理，以及采用獨立的轉換增益。最后，兩路信號的頻率轉換至中頻，與混頻器輸出級可能產生的其它噪聲進行相加組合。預期及鏡像頻帶中的單位帶寬自噪聲功率可能不同，對應的轉換增益也可能不同。
為了方便起見，我們將輸出處所有噪聲源收集在一起統稱為總體噪聲NA，表示混頻器輸出端口上的單位帶寬總噪聲功率。
NA=NsGs+NiGi+NIF.
注意，NA并不完全依賴于混頻器輸入端口上是否有信號存在。
圖2. 噪聲源及混頻器噪聲分布。
在匯總了混頻器的內部噪聲源之后，我們現在分析可歸結至源端點的噪聲(圖2)。我們識別出兩個離散噪聲源，分別表示預期頻率和鏡像頻率處源端點引起的輸入噪聲密度。由于應用電路會造成其中一路衰減，而另一路以低損耗傳輸至混頻器的RF輸入端口，所以我們必須將其作為獨立參量加以考慮。當鏡像和預期RF頻率隔離很好并采用頻率選擇性匹配濾波時，就極可能是這種情況。
寬帶匹配濾波情況下，我們可以記作NOUT=NA+kT0Gs+kT0GI。然而，當混頻器在預期RF頻率處進行高Q、頻率選擇性匹配濾波時，源端點在鏡像頻率下引起的輸出噪聲可能忽略不計，所以NOUT=NA+kT0Gs。通常情況下，我們可以為混頻器輸入端口在鏡像頻率下可用的輸入源端點噪聲功率的有效部分分配一個系數α。這樣即有NOUT=NA+kT0Gs+αkT0?GI，其中α是應用相關的系數，范圍為0≤α≤1。隨后我們將看到，具體應用中的有效噪聲系數取決于α的值。
噪聲系數定義
在討論為什么級聯噪聲系數計算會發生錯誤時，我們應回顧一下術語的基本定義。
解釋兩端口網絡的噪聲因子的通常定義是：
,
如果用dB表示，則稱為噪聲系數：
NF=10log10(F).
該表達式取決于輸入信號的SNR。然而，如果不定義SNR，這種測量電路或元件的性能指標是毫無意義的，因為它很大程度上依賴于輸入信號的質量。因此，合理的方式是對輸入的SNR采用最佳假設，也就是說，唯一的噪聲源是輸入端點在某個確定溫度下的熱噪聲。假設噪聲因子不依賴于使用的信號電平也是合乎邏輯的。這就假設被表征的兩端口網絡工作于線性范圍。我們設輸入信號功率為PIN，信號增益為Gs，那么輸出功率則為POUT=GsPIN，以及：
此外，噪聲功率NIN和NOUT的定義不明確，除非我們指定測量時使用的帶寬。設NIN和NOUT表示任意指定輸入頻率下的單位帶寬噪聲功率，則可解決這一問題。
單邊帶噪聲因子
以上討論有助于理解IEEE?定義噪聲因子：
(兩端口變送器的)噪聲因子。標準噪聲溫度(290 K)時，在規定輸入頻率下，1)輸出端口上對應輸出頻率下單位帶寬總噪聲功率與2)其中由輸入端點在輸入頻率下產生的部分之比。
對于外差式系統，原理上講，將有多個輸出頻率對應單個輸入頻率，反之亦然；對于每一對相對應的頻率，定義一個噪聲因子。
“輸出端口可用的”應改為“系統傳輸至輸出端點的”。
只有定義了輸入端點的導納(或阻抗)時，用噪聲因子表征系統才有意義2。
相對于對應RF頻率的定義，噪聲因子的這一定義是輸出頻率的點函數(不是同時一對頻率，使其成為單邊帶噪聲因子，見圖3)。
圖3. SSB噪聲系數。
有一點值得注意，分母僅包括來自于一個邊帶的噪聲，分子包括相應輸出頻率下的單位帶寬總體噪聲功率，無任何特殊例外。對于具有信號和鏡像響應的混頻器，為了以數學形式清晰表示，以上定義可記作：
式中，Gi為鏡像頻率下的轉換增益；Gs為信號頻率下的轉換增益；T0為標準噪聲溫度；NA為混頻器電子器件增加的單位帶寬噪聲功率，在輸出端點測得。鏡像頻率下的相應噪聲因子可記作：
如果鏡像頻率下的轉換增益不同于預期信號頻率下的轉換增益，該式的結果也與以上不同。有人將以上的IEEE定義理解為“輸出端口上對應輸出頻率下單位帶寬總噪聲功率”不包括鏡像噪聲，因此假設：
該定義相當于混頻器輸入端口中完全不包括鏡像頻率下的源輸入噪聲。這一解釋未得到業內人士的廣泛采用。但為了完整起見，將其示于圖4。
圖4. SSB噪聲系數的“IEEE”變體。
美國聯邦標準1037C的噪聲因子定義如下：
噪聲系數：標準噪聲溫度(通常為290 K)時，裝置的輸出噪聲功率與其中由輸入端點中熱噪聲引起的部分之比。注：如果裝置本身不產生噪聲，噪聲系數則為實際輸出噪聲與殘余噪聲之比。在外差式系統中，輸出噪聲功率包括鏡像頻率變換引起的雜散噪聲，但是標準噪聲溫度下輸入端點中熱噪聲的部分僅包括通過系統的主頻率變換出現在輸出中的噪聲，不包括通過鏡像頻率變換出現的噪聲。噪聲因子的同義詞4。
由于這一較新的定義明確將來自于鏡像頻率變換引起的雜散噪聲包括在輸出噪聲功率中，所以SSB噪聲系數可記作之前建議的形式：
我們考慮Gs=Gi的情況。則：
如果我們進一步考慮混頻器本身不增加噪聲的情況，即NA=0，則得到F=2或NF=3.01 dB 。這相當于說無噪聲混頻器的SSB噪聲系數為3dB。
雙邊帶噪聲系數
有些情況下，兩路響應同樣有用，不適合使用術語“系統的主頻率變換”。例子有輻射計和直接轉換接收機。直接轉換接收機中，LO頻率位于有用信號的RF通帶的中心，混頻器的兩路響應形成全部有用信號頻譜的連續兩半。這種情況如圖5所示。
圖5. DSB噪聲系數。
所以，這種情況下就需要考慮雙邊帶噪聲因子：
如果我們假設Gs=Gi，那么：
在相同約束條件下：
由此可得出結論：當轉換增益相等時，混頻器的SSB噪聲系數比對應的DSB噪聲系數高3dB。此外，如果混頻器不增加任何附加噪聲(NA=0)，那么FDSB=1或NFDSB=0dB .
噪聲系數在級聯系統噪聲系數計算中的應用
基線案例：線性電路模塊的級聯
考慮以下三個放大器模塊簡單級聯的情況(圖6)。
圖6. 三個增益模塊級聯。
輸出的總噪聲可計算如下：
NOUT=kT0G1G2G3+NA1G2G3+NA2G3+NA3
由于級聯輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為：
NOT=kT0G1G2G3
這意味著總噪聲因子為：
設：
得到：
這可作為三個模塊的標準弗林斯級聯噪聲公式。從該式很容易外推至任意數量模塊的情況。
外差式轉換級
考慮接收機信號通路中的以下頻率轉換級(圖7)。混頻器的雙邊帶噪聲系數為3dB，其轉換增益為10dB。預期載頻為2000MHz，選擇LO為1998MHz，所以預期和鏡像頻率均在濾波器的通帶范圍之內。
圖7. 無鏡像抑制的外差級。
這種配置的級聯性能匯總于表1，其中CF為通道頻率；CNP為通道噪聲功率；GAIN為級增益；CGAIN為至本級的級聯增益，包括當前級；CNF為級聯噪聲系數。
表1.仿真的級聯性能*
器件 | CF (MHz) | CNP (dBm) | GAIN (dB) | CGAIN (dB) | CNF (dB) |
CWSource_1 | 2000 | -113.975 | 0 | 0 | 0 |
BPF_Butter_1 | 2000 | -113.975 | -7.12E-04 | -7.12E-04 | 6.95E-04 |
BasicMixer_1 | 2 | -97.965 | 10 | 9.999 | 6.011 |
* 濾波器無鏡像抑制。
這兩個模塊的總級聯增益為9.999dB，SSB噪聲系數為6.011dB。這一噪聲系數是可通過之前的分析正確預測到的，因為我們預期混頻器的SSB噪聲系數比DSB噪聲系數高3.01dB。由于濾波器存在有限的插入損耗，所以噪聲系數稍微變差。總體而言，這一結果滿足我們的預期。
現在考慮相同的情景，但LO頻率為1750MHz(圖8)。LO頻率為該值時，鏡像處于1500MHz，正好處于混頻器之前的濾波器帶通范圍之外。
圖8. 帶鏡像抑制的外差級。
這種配置的級聯性能匯總于表2。預期信號的增益與之前相同，但是級聯噪聲系數(CNF)已經變為4.758dB。
表2. 仿真的級聯性能* ?
器件 | CF (MHz) | CNP (dBm) | GAIN (dB) | CGAIN (dB) | CNF (dB) |
CWSource_1 | 2000 | -113.975 | 0 | 0 | 0 |
BPF_Butter_1 | 2000 | -113.975 | -7.12E-04 | -7.12E-04 | 6.95E-04 |
BasicMixer_1 | 250 | -99.218 | 10 | 9.999 | 4.758 |
* 濾波器具有顯著的鏡像抑制。
為解釋這一結果，我們需要考慮本例中的噪聲情景與圖4中所述的情況類似，尤其是源阻抗鏡像噪聲得到了抑制。可利用之前推導的DSB噪聲因子公式計算出混頻器級增加的噪聲：
所以：
現在，混頻器輸出的總噪聲可由式NOUT=NA+kT0Gs+αkT0Gi,計算得到，本應用中α=0。因此：
NOUT=2kT0Gs(10(3/10)-1)+kT0Gs
得到的噪聲系數可記為：
以dB表示，即得到：
NF=10log10?(2(10(3/10)-1)+1)=4.757dB
結果應該與仿真值4.758dB相當，其中包括濾波器插入損耗引起的微小附加噪聲。
一般情況下，混頻器級的有效單邊帶噪聲系數可由下式給出：
FSSBe=2(FDSB-1)+1+α,
式中，當鏡像頻率下的端點噪聲得到較好抑制時，α=0；當根本未抑制噪聲時，α=1。注意，如果α=1，有效SSB噪聲系數降低至FSSBe=2FDSB,，即本部分開始時所述的情況。在有些情況下，α的值會是小數，例如鏡像抑制濾波器未直接耦合到混頻器輸入端，或者鏡像和預期響應之間的頻率間隔不太大。
外差式接收機
我們利用圖9中所示的例子討論在較大級聯分析中如何應用有效噪聲系數。為了計算整個信號鏈的級聯噪聲系數，我們需要將混頻器及其相關的LO和鏡像抑制濾波封裝成一個等效的兩端口網絡，該網絡具有特定的增益和噪聲系數。由于前置濾波器很好地抑制了鏡像頻率下的端點噪聲，所以該兩端口網絡的有效噪聲系數為FSSBe=2(FDSB-1)+1,。
圖9. 外差式混頻器及其相鄰的系統模塊。
注意，適用的噪聲系數既不是混頻器的DSB噪聲系數也不是SSB噪聲系數，而是介于兩者之間的一個有效噪聲系數。這種情況下，DSB噪聲系數為3dB，如上所述，兩端口網絡的等效噪聲系數可計算為4.757dB。將該值帶入總體級聯公式計算，得到系統噪聲系數為7.281dB，如表3所示。手動計算表明，該結果與采用4.757dB計算混頻器噪聲系數的標準弗林斯公式相一致。
表3. 系統中外差式混頻器的仿真級聯性能
???器件 | CF (MHz) | CNP (dBm) | GAIN (dB) | SNF (dB) | CGAIN (dB) | CNF (dB) |
CWSource_1 | 2000 | -113.975 | 0 | 0 | 0 | 0 |
Lin_1 | 2000 | -100.975 | 10 | 3 | 10 | 3 |
BPF_Butter_1 | 2000 | -100.976 | -7.12E-04 | 7.12E-04 | 9.999 | 3 |
BasicMixer_1 | 250 | -90.563 | 10 | 3 | 19.999 | 3.413 |
Lin_2 | 250 | -61.695 | 25 | 25 | 44.999 | 7.281 |
一般而言，當用等效兩端口網絡代替混頻器及其相鄰元件時，輸入端口應為被抑制鏡像響應的信號流中的最后節點，輸出端口應為鏡像響應和預期響應組合在一起的最前節點(通常為混頻器的輸出端口)。如果電路結構不能有效抑制混頻器的鏡像響應，則必須修改弗林斯公式才能應用。
零中頻接收機
現在，考慮零中頻或直接轉換接收機(圖10)。
圖10. 帶有LNA、混頻器、濾波器和VGA的ZIF接收機。
配置包括LNA(增益為10dB、噪聲系數為3dB)、帶通濾波器(中心頻率為950MHz)、信號分配器(將信號送至一對混頻器)、一對混頻器(轉換增益均為6dB，DSB噪聲系數為4dB)。VGA設置為10dB增益、25dB噪聲系數。該組合的仿真結果如表4所示。
表4. ZIF接收機配置*
器件 | CF (MHz) | CP (dBm) | CNP (dBm) | GAIN (dB) | SNF (dB) | CGAIN (dB) | CNF (dB) |
MultiSource_1 | 950 | -79.999 | -116.194 | 0 | 0 | 0 | 0 |
FE_BPF | 950 | -80.009 | -116.194 | -9.99E-03 | 1.00E-02 | -9.99E-03 | 9.99E-03 |
Lin_1 | 950 | -70.008 | -103.194 | 10 | 3 | 9.99 | 3.01 |
Split2_1 | 950 | -73.018 | -105.992 | -3.01 | 3.01 | 6.98 | 3.222 |
BasicMixer_1 | 0 | -67.039 | -99.425 | 5.979 | 4 | 12.959 | 3.81 |
LPF1 | 0 | -67.04 | -99.425 | -8.23E-04 | 1.00E-02 | 12.958 | 3.81 |
Lin_2 | 0 | -57.036 | -83.078 | 9.995 | 25 | 22.953 | 10.163 |
LPF2 | 0 | -57.038 | -83.08 | -1.90E-03 | 1.00E-02 | 22.951 | 10.163 |
*表格中列出的項目有通道頻率(CF)、通道功率(CP)、級增益(GAIN)、級噪聲系數(SNF)、級聯增益(CGAIN)和級聯噪聲系數(CNF)。
注意，在表5中，我們將這一結果與Excel?電子表格利用弗林斯公式計算的級聯噪聲系數進行比較。
表5. 弗林斯級聯公式計算結果
?器件 | ?F (dB) | ?Gain (dB) | ?CGAIN (dB) | ?CNF (dB) |
BPF濾波器 | ?0.01 | ?-0.01 | ?-0.01 | ?0.01 |
LNA | ?3 | ?10 | ?9.99 | ?3.01 |
分配器 | ?3.01 | ?-3.01 | ?6.98 | ?3.22 |
混頻器 | ?4 | ?5.979 | ?12.96 | ?3.81 |
LPF1 | ?0.01 | ?-0.01 | ?12.95 | ?3.81 |
VGA | ?25 | ?9.995 | ?22.94 | ?12.65 |
LPF2 | ?0.01 | ?-0.01 | ?22.93 | ?12.65 |
顯而易見，級聯噪聲系數的有些地方發生了錯誤。我們采用電子表格的估算結果是12.64dB，但仿真器結果為10.16dB。級聯增益匹配比較合理，但我們需要驗證哪個噪聲系數是有效的。首先，由于整個ZIF電路將使用兩個邊帶中的信號并承受兩個邊帶中的噪聲，所以我們關心整個電路中的雙邊帶噪聲系數。因此，涉及到獲得級聯的雙邊帶噪聲系數，包括放大器、隨后的混頻器、之后的附加放大器(圖11)。
圖11. 包括混頻器的級聯。
輸出的總噪聲密度可計算如下：
NOUT=2kT0G1G2G3+2NA1G2G3+NA2G3+NA3
由于級聯輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為：
NOT=2kT0G1G2G3.
這意味著總噪聲因子為：
設：
得到：
以上推導表明，級聯公式中有必要使用混頻器的DSB噪聲系數；代入計算級聯噪聲系數的一般形式弗林斯公式，隨后所有級的噪聲分布必須除以2。如果后者不除以2，表5中所示的電子表格分析結果是錯誤的。在電子表格中修改公式，將混頻器之后的單元除以2，得到的結果如表6所示。
表6. DSB級聯公式的結果
?器件 | ?F (dB) | ?Gain (dB) | ?CGAIN (dB) | ?CNF (dB) |
BPF濾波器 | ?0.01 | ?-0.01 | ?-0.01 | ?0.01 |
LNA | ?3 | ?10 | ?9.99 | ?3.01 |
分配器 | ?3.01 | ?-3.01 | ?6.98 | ?3.22 |
混頻器 | ?4 | ?5.979 | ?12.96 | ?3.81 |
LPF1 | ?0.01 | ?-0.01 | ?12.95 | ?3.81 |
VGA | ?25 | ?9.995 | ?22.94 | ?10.17 |
LPF2 | ?0.01 | ?-0.01 | ?22.93 | ?10.17 |
現在，表6和表4非常一致。然而，這也說明了在涉及到混頻器時直接帶入弗林斯級聯公式計算是不合理的。
現在，我們考慮相同的情況，但預期信號比LO高300kHz。方框圖仍然同圖10所示，但全部信號位于LO的高邊，這就使其成為相同接收機架構的低中頻(LIF)應用。與之前一樣，采用相同的Genesys仿真配置，結果如表7所示。
表7. LIF接收機仿真結果
器件 | CF | CP | CNP | GAIN | SNF | CGAIN | CNF |
MultiSource_1 | 950.3 | -79.999 | -116.194 | 0 | 0 | 0 | 0 |
FE_BPF | 950.3 | -80.009 | -116.194 | -9.99E-03 | 1.00E-02 | -9.99E-03 | 9.99E-03 |
Lin_1 | 950.3 | -70.008 | -103.194 | 10 | 3 | 9.99 | 3.01 |
Split2_1 | 950.3 | -73.018 | -105.992 | -3.01 | 3.01 | 6.98 | 3.222 |
BasicMixer_1 | 0.3 | -67.067 | -96.335 | 5.938 | 4 | 12.918 | 6.94 |
LPF1 | 0.3 | -68.467 | -96.458 | -1.64E-03 | 1.00E-02 | 12.916 | 6.819 |
Lin_2 | 0.3 | -58.832 | -80.068 | 9.969 | 25 | 22.885 | 13.241 |
LPF2 | 0.3 | -58.483 | -80.072 | -4.68E-03 | 1.00E-02 | 22.88 | 13.241 |
除噪聲系數增加了3dB之外，結果與之前相同架構的仿真結果相似。實際上，即使該系統中除源電阻之外的全部器件均無噪聲，噪聲系數也將為3dB。從本質上講，這是復合接收機架構的一種SSB應用，無法抑制非預期單邊帶。級聯噪聲系數的推導與以上所述完全相同，但級聯輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為：
Not=kT0G1G2G3.
所以現在變為：
設：
得到：
與預期一樣，對于這種結構的DSB應用，噪聲級聯公式中的每一項乘以2。然而，這種情況有時候是不正確的。現在，我們以一臺接收機為例，就噪聲和干擾而言，受兩個邊帶的影響，但僅使用其中一個邊帶的信號。由于下邊帶僅影響易受干擾的接收機，通常采用正交通道來抑制不希望的邊帶信號。一種方法是在接收機的輸出利用90度合成器組合I和Q信號，從而抵消不希望邊帶中的信號，并將其有效增加至預期邊帶。實際上，這將把整個接收機變成一臺鏡像抑制下變頻器。如果能夠在合成點有效地控制被合成信號的相位，最后的和成級將恢復之前失去的3dB系統噪聲系數。圖12中所示為這種方法的一個仿真原理圖，對應結果如表8所示。
圖12. 帶鏡像抑制的NZIF接收機。
表8. LIF接收機鏡像抑制仿真結果
器件 | CF | CP | CNP | GAIN | SNF | CGAIN | CNF |
MultiSource_1 | 950.3 | -79.995 | -116.194 | 0 | 0 | 0 | 0 |
FE_BPF | 950.3 | -80.005 | -116.194 | -9.99E-03 | 1.00E-02 | -9.99E-03 | 9.99E-03 |
Lin_1 | 950.3 | -70.004 | -103.194 | 10 | 3 | 9.99 | 3.01 |
Split2_1 | 950.3 | -73.014 | -105.992 | -3.01 | 3.01 | 6.98 | 3.222 |
BasicMixer_1 | 0.3 | -67.053 | -96.441 | 5.958 | 4 | 12.938 | 6.815 |
LPF1 | 0.3 | -67.055 | -96.443 | -1.64E-03 | 1.00E-02 | 12.936 | 6.815 |
Lin_2 | 0.3 | -57.047 | -80.09 | 9.991 | 25 | 22.927 | 13.177 |
LPF2 | 0.3 | -57.051 | -80.094 | -3.82E-03 | 1.00E-02 | 22.923 | 13.177 |
Split290_2 | 0.3 | -54.062 | -80.145 | 3.001 | 3.02 | 25.923 | 10.125 |
最后(合成)級的級聯噪聲系數(CNF)改善了3dB，說明噪聲系數恢復，正如預期那樣。
級聯接收機的噪聲系數計算總結
我們已經看到，當接收機級聯中存在混頻器時，計算級聯噪聲因子的弗林斯公式并不總是有效的，無論是使用混頻器的DSB噪聲系數還是SSB噪聲系數。當使用濾波器消除接收機的大部分鏡像響應時，可用一個等效兩端口網絡代替混頻器、濾波器和LO子系統。然而，必須利用DSB噪聲系數計算產生的噪聲系數，考慮耦合到混頻器輸入端口的源端點的頻率選擇性。
我們也發現相同的物理結構會具有不同的有效噪聲系數，取決于信號分布在LO兩側還是一側(即應用是DSB還是SSB)。通過正確使用鏡像抑制合成、復合濾波或等效基帶處理，能夠(通常是)恢復由于復合接收器工作在低中頻(LIF)模式而損失的3dB SNR。
利用Agilent? Genesys程序對這些架構和情況的仿真結果與數學推導得出的級聯噪聲系數相一致。
表9中匯總了本部分討論和仿真的每種架構的級聯噪聲因子。
表9. 推導公式匯總
結構 | 應用 | 級聯噪聲因子公式 |
三個增益模塊 | 任意 | |
外差式混頻器 | SSB，理想鏡像濾波器 | |
復合下變頻器 | ZIF | |
復合下變頻器 | LIF，無鏡像抑制 | |
復合下變頻器 | LIF，鏡像抑制合成 |
二：Y因子噪聲因子測量法
這部分我們集中討論適用于混頻器的Y因子測量法。我們闡述哪種測量方法適用于第一部分得出的級聯公式。我們也探討了測量方法的一些變體，可用于獲得混頻器SSB噪聲系數的近似。
噪聲溫度
為了討論Y因子測量法，有必要引入噪聲溫度的概念。在之前的公式中，我們采用了公認的結論：給定溫度下電阻產生的噪聲功率譜密度為kT，單位為W/Hz，式中k是波爾茨曼常數，T是絕對溫度。如果我們假設裝置無噪聲，并且附加噪聲功率譜密度由輸入端的噪聲溫度高于基準溫度的等效值來表示，就有可能考慮裝置中的全部噪聲源，噪聲因子可與等效溫度Te,關聯起來，公式為F=1+Te/T0，其中T0定義為基準噪聲溫度290K。顯然，噪聲因子1由裝置的等效噪聲溫度0K表示，而噪聲因子2由Te=290K表示。
Y因子
噪聲系數的Y因子測量法1需要使用校準的噪聲源，噪聲源具有兩種截然不同的噪聲溫度，取決于裝置是否存在直流電源。校準源具有特征超噪比(ENR)，定義為：
ENRdB=10log10?[(TSON-TSOFF)/T0]
式中，TSON為噪聲源在打開狀態下的噪聲溫度，TSOFF為關閉狀態下的對應值。Y因子是兩個噪聲功率大小之比，一個噪聲功率在噪聲源打開時測得，另一個在關閉時測得。
由于噪聲源的噪聲功率可直接由其噪聲溫度表示，所以我們也記作：
噪聲因子測量和計算
為了估算被測裝置(DUT)的噪聲因子，我們必須將噪聲功率測量裝置連接至DUT的輸出。設DUT的噪聲溫度為T1，儀器的噪聲溫度為T2。盡管不可能從給定讀數中消除裝置的噪聲溫度(T2)，但我們可測量DUT和儀器的組合噪聲溫度T12。由于T12=T1+T2/G1，所以可通過計算隔離T1。于是，方法就是利用直接連接至測量儀器的校準噪聲源，確定T2，得到Y因子。我們得到：
Y2=N2ON/N2OFF=(TSON+T2)/(TSOFF+T2)
上式重寫為：
根據已知的TSON和TSOFF值獲得測量裝置的噪聲溫度后，下一步是測量DUT與測量儀器級聯時的Y因子：
Y12=N12ON/N12OFF
這就能夠采用與之前相同的步驟計算得到DUT和儀器級聯的組合噪聲溫度：
T12=(TSON-Y12?TSOFF)/(Y12-1)
之前已經保存了N1ON和N1OFF，現在又有N12ON和N12OFF，我們就有足夠的信息來計算DUT增益：
G1=(N12ON-N12OFF)/(N2ON-N2OFF)
這就具有足夠的信息在數學上減去測量儀器噪聲溫度的影響，公式如下：
T1=T12-T2/G1
DUT之前的損耗
如果已知DUT之前的損耗，就必須消除這些損耗的影響，以獲得DUT在輸入為T1IN時的真實噪聲溫度。假設這些損耗是可吸收的，可使用以下公式：
T1IN=(T1/LIN)-((LIN-1)TL/LIN?),
式中，TL為損耗的物理溫度，LIN為待補償的插入損耗，表示為大于1的線性功率比。
Y因子噪聲因子測定中，混頻器作為DUT
測量噪聲系數時使用的校準噪聲源在本質上是寬帶的，打開狀態下噪聲溫度的任何細微變化都由噪聲源內置的校準表處理，不加任何修改地使用Y因子方法即可評估混頻器的DSB噪聲系數。這是因為校準噪聲源將同時注入兩個邊帶的噪聲功率，然后兩個邊帶組合的輸出噪聲功率將影響計算Y因子所使用的輸出噪聲溫度。
Y因子法測量DSB噪聲系數的例子
為闡明討論的概念，執行Genesys仿真，向仿真的DUT注入噪聲源，DUT為DSB噪聲系數為4.9dB、轉換增益為8.8dB的混頻器。注入的噪聲功率由變量PIN決定，該變量為掃描變量，有兩個值可取：-159dBm/Hz和-174dBm/Hz，分別表示噪聲源的開和關狀態。中頻定義為250MHz，混頻器RF端口的預期和鏡像響應在2000MHz和1500MHz(圖1)。通過仿真收集的唯一數據(表1和2)為輸入(即代替校準步驟直接連接至噪聲源)和輸出(表示測量模式)上100kHz帶寬的通道噪聲功率。
圖1. 使用Y因子法確定DSB混頻器噪聲系數的仿真原理圖。
表1. DSB混頻器測量的Y因子仿真結果
B | IL | pinOFF | pinON | poutOFF | poutON |
100,000 | 0 | -123.975 | -109 | -107.265 | -96.91 |
*注意，參數IL表示DUT之前的插入損耗，本例中為0dB。
表2. DSB混頻器測量的Y因子計算
Y2 | Y12 | T12 | T2 | T1 | T1IN | F | G |
31.443 | 10.851 | 606.147 | 0 | 606.147 | 606.147 | 4.9 | 8.8 |
注意，T2表示可接受的儀器噪聲溫度，本例中的儀器為Genesys仿真器，估算噪聲時本身不增加任何噪聲。由于DUT之前的插入損耗為0dB，T1與T1IN完全相同。由Y因子測量計算的最終噪聲系數由式F=10log10?(1+T1IN/290)給出，得到的值(4.9dB)與配置混頻器原理圖時使用的參數設置產生的預期值一致。
Y因子法測量SSB噪聲系數的例子
仿真原理圖如圖2所示，測試結果列于表3和4。
圖2. 使用Y因子法確定SSB混頻器噪聲系數的仿真原理圖。
表3. DSB混頻器測量的Y因子仿真結果
B | IL | pinOFF | pinON | poutOFF | poutON |
100,000 | 2.2 | -123.975 | -109 | -108.015 | -101.455 |
*注意，參數IL表示DUT之前的插入損耗，本例中為2.2dB。
表4. SSB混頻器NF測量的Y因子計算
Y2 | Y12 | T12 | T2 | T1 | T1IN | F | G |
31.443 | 4.529 | 2211.584 | 0 | 2211.584 | 1217.354 | 7.158 | 6.602 |
因為DUT之前的插入損耗為2.2dB，T1高于混頻器的噪聲溫度T1IN，根據上述DUT之前的損耗部分中的公式計算得到。Y因子測量法最終計算的噪聲系數由式F=10log10?(1+T1IN/290)給出，得到的值為7.158dB。假設完全抑制噪聲源的鏡像噪聲，該值應與獲得的值相當。
NF=10log10?(2(10(4.9/10)-1)+1)=7.144dB
由于濾波器的插入損耗有限，所以鏡像抑制濾波器在鏡像頻率下的阻抗不完全是電抗性的。這就意味著未完全抑制噪聲源的鏡像頻帶噪聲。這可能是理想噪聲系數略微增大的原因。
衰減Y因子法測量SSB噪聲系數的例子
這種方法中，我們應用一個衰減器，確保混頻器在預期和鏡像頻率下具有類似的“低溫”(即關閉狀態)噪聲溫度。由于源端點的噪聲溫度不再受濾波器影響產生任何擴展(圖3，表5和表6)，所以這將造成SSB噪聲系數更接近比DSB噪聲系數高3dB的值。
圖3. 使用衰減Y因子法確定SSB混頻器噪聲系數的仿真原理圖。
表5. 衰減SSB混頻器測量的Y因子仿真結果
B | IL | pinOFF | pinON | poutOFF | poutON |
100,000 | 12.2 | -123.975 | -109 | -107.272 | -106.141 |
*注意，參數IL表示DUT之前的插入損耗，本例中為12.2dB，表示濾波器和衰減器的組合損耗。
表6. 衰減SSB混頻器NF測量的Y因子計算
Y2 | Y12 | T12 | T2 | T1 | T1IN | F | G |
31.443 | 1.297 | 29392.313 | -5.98E-14 | 29392.313 | 1498.536 | 7.901 | -3.398 |
Y因子測量法最終計算的噪聲系數由式F=10log10?(1+T1IN/290)給出，得到的值為7.901dB。這正好相當于DSB噪聲系數4.9dB增加3.0dB后的預期值。注意，使用10dB衰減器導致Y因子接近1，可能會影響精度。在實際測量中使用較大衰減值時，適宜選擇可用的最高ENR噪聲源，以保證精度。
Y因子總結
Y因子測量法將評估混頻器的DSB噪聲系數，除非采取特殊措施濾除鏡像頻率下的寬帶噪聲激勵。該值適宜用于本文第一部分得出的級聯公式。如果在獲取SSB噪聲系數時使用濾波器，有必要考慮所用濾波器的插入損耗。此外，由于濾波器造成不能完全抑制源端點鏡像噪聲，會導致與SSB噪聲系數的傳統定義存在一定偏差。如果衰減量與噪聲源的ENR相比不是太大，使用匹配衰減器可在很大程度上克服這一問題。
總結
對于RF系統工程師來說，計算噪聲系數預算對預測產品性能至關重要。從定義上理解鏡像噪聲以及計算混頻器噪聲系數時，通常會發生混淆。通常認為混頻器的SSB NF比對應的DSB噪聲系數高3dB，這并不總是正確的——取決于鏡像和預期頻率下的轉換增益是否相等。分析表明，不加修改地應用弗林斯級聯噪聲公式會產生誤差；特別是零中頻和低中頻接收機架構，需要使用該公式的特殊變體進行處理，正像我們推導的那樣。最后，介紹了Y因子噪聲測量法及其在混頻器噪聲因子測量中的應用。
作者：Charles Razzell??參考文獻
1 “Mixer Thermal Noise Figure,”? Agilent Genesys Documentation,
2? “IRE Standards on Electron Tubes:Definitions of Terms, 1957,” Proceedings of the IRE, vol. 45, pp. 983 –1010, July 1957.tp=&arnumber=4056638&isnumber=4056624
3 Maas, S., Microwave Mixers., Artech House Microwave Library, Artech House, 1993.
4 “Telecommunications:Glossary of Telecommunication Terms,”? Federal Standard 1037C,?5 “Noise Figure Measurement Accuracy—The Y-Factor Method,”? Agilent Technologies, Application Note 57-2.
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總結
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